近年来，随着工艺水平的不断提高以及分析与设计手段的不断进步，除了传统的单层金属平面（简称“单面”）电路继续得到改进和完善之外，还涌现出一些基于复合传输线耦合结构的新型微波电路与器件，特别是高性能滤波器。这里，就最近和最新的主要研究成果进行简要介绍。

理论上来讲，单面可以是无限大的，因此，其上的电路布局也可以是无限多的，如图1.5（a）所示。但是，在工程实践中因受到各种实际因素的限制，例如，尺寸和重量等条件的制约，实际的电路PCB布线是在有限的区域内完成的，如图1.5（b）所示。为了提高PCB电路布线的利用率，可能的途径是：（1）增加电路布线的密度，但随之而来的问题是电磁干扰，因此，必须进行电磁兼容设计；（2）增加布线的层数，即利用多层金属平面（简称“多面”）来解决电路布线的几何空间受限问题，但随之而来的是增加了设计复杂度、制造难度和生产成本。在多面电路设计中，双层金属平面（简称“双面”）因其采用的仍然是传统的单基板PCB工艺，所以在增加了电路布线密度的同时，设计和实现并不复杂，同时，生产成本也不会增加多少。因此，单基板双面PCB布线技术在现代射频微波平面电路设计中仍然占有很重要的地位，并将进一步发展和完善。

单面布线的PCB电路已经非常成熟，并且有很多成果可以展示，但限于篇幅，本书不再赘述，感兴趣的读者请参阅本章末的相关文献。

1.3.1 基于微带-共面波导双面结构的超宽带滤波器

微带线技术的成熟以及共面波导（CPW）传输线的诸多优点，使得人们开始把研究兴趣投向微带-共面波导混合结构的研究上，并在超宽带滤波器的应用方面取得了重大进展。

2004年，L. Zhu等人 ^[6] 提出了具有频率相关特性的微带-共面波导新型宽频带过渡结构，如图1.6所示。图1.6中，顶部微带与底部对应的共面波导结构通过中间的介质材料进行宽边电磁耦合，从而获得关于该类过渡结构的宽带频率特性。作者通过建立该复合结构的全波矩量法（MoM）物理模型及其等效电路来进行理论分析，同时，还通过自校准物理模型以及相应的数值计算，阐明了在各种带线/槽尺寸下过渡结构的频率响应，并进一步揭示了该结构的低损耗和超宽带过渡特性（在3.2～11.2GHz，该过渡结构的回波损耗优于10dB）。

2005年，H. Wang等人 ^[7,8] 提出了基于图1.6所示耦合结构的超宽带滤波器。作者首先通过构造共面波导多模谐振器获得了超宽带滤波器在低频、中频和高频端的三个谐振模式，然后构建类似于图1.6所示的过渡结构，并通过电磁建模与仿真使滤波器中心频点附近的耦合达到最强，最后作者获得了一个五极点的超宽带滤波器并覆盖了整个超宽带频率范围（3.1～10.6GHz），S参数及其群延时测量结果如图1.7所示。

2005年，K. Li等人 ^[9] 提出了基于宽边耦合的微带-共面波导超宽带滤波器。该滤波器由耦合到共面波导开路谐振器的微带线组成，而共面波导构建在微带线的接地层。构造的滤波器显示了超宽带特性：10dB带宽覆盖了3.0～10.63GHz的宽频率范围。作者设计的三级级联滤波器在中心频率附近的最小插损大约为0.32dB，带内群延时大部分集中在0.42ns附近，其S参数和群延时测量结果如图1.8所示。

2006年，T. N. Kuo等人 ^[10] 提出了基于微带-共面波导综合耦合结构的新型紧凑超宽带带通滤波器。文中紧凑的超宽带滤波器采用高通滤波器原型和过渡延伸支节分别构建低阻带和高阻带。特别地，作者提出了一个新型微带-共面波导综合结构，并由此实现了集总高通滤波器原型，而该原型是设计超宽带滤波器的关键。最后，作者获得了一个五极点的超宽带滤波器，其 S 参数与群延时的仿真与测量结果如图1.9所示。同时，由于采用了准集总元件，因此设计得到的滤波器表现出慢波特性，而且结构比先前报道的宽带滤波器更为紧凑。

2007年，N. Thomson等人 ^[11] 提出了又一种基于微带-共面波导耦合结构的紧凑超宽带带通滤波器。文中设计的滤波器由一节四分之一波长共面波导短路谐振器及两节微带开路支节组成，因而较先前报道的采用半波长或全波长的谐振器结构更为紧凑。同时，提出的滤波器还表现出准椭圆函数响应特性，即在靠近通带的两边各有一个有限频率的传输零点，因而提高了滤波器的频率选择特性。最后，作者获得了一个很紧凑的三极点超宽带滤波器，其S参数与群延时的仿真与测量结果如图1.10所示。

2006年，H. L. Hu ^[12] 等人提出了基于共面波导/微带宽边电磁耦合结构的新型超宽带带通滤波器。与先前报道的滤波器结构不同的是，作者将输入/输出馈线由微带线改为共面波导实现，并用微带多模谐振器取代共面波导谐振器。这样设计的结果是，在保持通带性能基本不变的情况下使得上阻带范围拓宽到16GHz以上，其 S 参数及群延时的仿真与测量结果如图1.11所示。

2007年，庄砚砚 ^[13] 等人提出了进一步拓展超宽带滤波器上阻带范围的方法。通过引入低通结构的方式，滤除掉高频段无用谐波形成的寄生通带，既能保证在3.1～10.6GHz频段内良好的通带性能，又能实现展宽阻带的作用。改进后的滤波器能明显抑制谐波，使得阻带的高频端达到中心频率（6.85GHz）的3倍左右，其 S 参数及群延时的仿真与测量结果如图1.12所示。

2008年以来，作者 ^[14,15] 研究并提出了基于微带-共面波导复合耦合结构的新型超宽带带通滤波器。获得的滤波器响应不仅拓展了通带宽度，而且还增加了通带外特别是上阻带的衰减带宽，使得滤波器对谐波抑制的范围可提高到3次谐波。

1.3.2 基于微带-槽线双面结构的微波滤波器

2006年，X. Y. Zhang等人 ^[16] 提出了基于微带-槽线宽边电磁耦合结构的新型双频段带通滤波器。通过在常规微带谐振器的接地平面上刻蚀带缺口的矩形槽谐振器，滤波器为射频信号提供了两个传输路径，每一个路径都产生自己通带。微带和槽线谐振器共用输入和输出端口，而不需要引入额外的阻抗匹配网络。由于在两个通带之间产生了传输零点，因此，两者之间获得了陡峭的深度抑制特性。最后获得的滤波器表现出较低的带内插损、紧凑的尺寸以及良好的频率选择性，其 S 参数仿真与测量结果如图1.13所示。

2007年，M. K. Mandal等人 ^[17] 提出了基于微带-槽线宽边电磁耦合结构的新型宽带带通滤波器。通过顶部两个四分之一波长的微带支节与底部接地面上刻蚀的短截槽线谐振器进行宽边耦合，使得设计的滤波器获得宽带响应，分数带宽大于60%。同时，设计得到的滤波器还表现出较低的带内插损以及较低的带内群延时变化等良好特性。最后，给出了获得的滤波器S参数及其群延时仿真与测量结果，如图1.14所示。

2007年，R. Li等人 ^[18] 提出了基于微带-槽线宽边电磁耦合结构的新型超宽带带通滤波器。通过在微带接地平面刻蚀W形状的多模槽线谐振器以及使用背对背的微带-槽线复合过渡结构，从而在顶部微带与底部槽线结构之间形成宽边电磁耦合。最后获得的滤波器完全覆盖整个超宽带频段，同时表现出较低的带内插损和群延时变化特性，其上阻带扩展到20GHz，传输衰减大于20dB。图1.15给出了R. Li等人提出来的超宽带滤波器 S 参数及其群延时测量结果，同时还对超宽带结构添加低通滤波器与否进行了性能比较。

新型单基板双面电路除了在射频微波滤波器中得到了广泛关注和应用之外，它还在功分器、放大器和耦合器等方面得到了研究。接下来将介绍一下双面结构发射机和功分器的一些研究情况。

1.3.3 基于微带-DGS双面结构的双模发射机

自DGS提出以来，由于其高阻抗特性、慢波特性和易于加工等特点，已经被逐步地应用于微波器件以及微波集成电路当中，无论是有源电路还是无源电路，通过特定的缺地陷结构（DGS）可以实现新的功能或者改善原来器件的性能。2008年，X.-Q. Chen等人 ^{[32 ～ 34]} 提出了一种工作在双频段条件下的功率放大器结构，该电路采用了DGS拓扑，如图1.16（a）所示。图中级联在单片微波集成电路（MMIC）功率放大器之后的微带-DGS双面滤波器拓扑的三维（3D）几何结构如图1.16（b）所示。

功率放大器和有源倍频器是无线通信系统的发射机中非常重要的有源器件，其性能对系统的通信质量有重要的影响。同时，功率放大器和有源倍频器的设计一直是射频电路的热点和难点。对于兼容多个通信协议的发射机，由于射频电路在宽带或者超宽带方面的设计难度，设计者逐渐把研究重点转向到能够在不同频带工作的双模双频器件上。

对有源倍频器和放大器而言，可以利用偏置电压和匹配电路控制载波信号的导通角度从而控制谐波分量的大小。因此，有源器件的偏置和匹配设计尤为重要。这里提出的双模转换器需要完成如下功能：一是倍频器需要抑制3.4GHz的基波，输出6.8GHz的二次谐波；二是放大器需要抑制4.8GHz的二次谐波，输出2.4GHz的基波。由此可见，两者的匹配模式有很大的差别。因此，设计电路时必须综合考虑到不同工作模式的阻抗匹配、谐波抑制、带宽要求和插入损耗等几个因素。

发射机的双模转换器具有两个工作模式。在特定的工作模式下工作时，需要对特定的频率分量进行抑制。在倍频器模式下，需要抑制其基波分量；而在功率放大器模式下，则需要抑制二次谐波分量，甚至更高的谐波分量。传统的倍频器设计方法大致如下：用 λ /4反射器对输入的基波进行抑制，以便使倍频器能够输出更大的二次谐波功率；而功率放大器的设计方法则是在输出偏置电路采用 λ / 4偏置线来抑制二次谐波分量。然而，上述传统的双模转换设计方法存在如下不足：一是只适用于窄带设计，无法同时满足两个相隔较远的频段；二是，如果利用上述传统的微带 λ /4反射器来实现双模转换功能，则不仅需要两个不同的反射器进行带陷设计，而且还需要两个独立的匹配电路。因此，传统的方法不仅会增加电路的复杂度，而且还会降低转换器的效率。为了达到设计所要求的谐波抑制特性，可以通过控制底板的刻蚀单元的尺寸和结构来控制谐振频率。而且，通过调整两个矩形的尺寸以及它们之间的间距 d ，DGS还可以实现较宽的阻带。当 d =9mm时，DGS的阻带带宽可以满足双模转换器所需的谐波抑制的要求，并且两个谐振点分别在3.4GHz和4.8GHz，可以同时抑制两种模式下所需抑制的频率分量。仿真结果可以证明：非对称哑铃形DGS能很好地满足双模转换器所需的阻带特性，能抑制倍频器中的基波和放大器中的二次谐波。

双模转换器的另一个模式就是符合802.11b/g协议的2.4GHz的功率放大器。功率放大器的设计重点在于对放大器输入和输出进行大信号的宽带匹配网络设计和直流偏置电路设计，以满足功率增益、线性度和二次谐波抑制的要求。功率放大器的输入/输出匹配网络的设计主要是把MMIC的输入端口和输出端口的阻抗匹配到50Ω，从而提高放大器的效率和线性度。对于偏置电路的设计，这里引入的偏置电阻R _bias 主要起到稳定偏置电压的作用，并且通过改变偏置电阻R _bias 的阻值可以调整放大器的偏置电压。

在放大器模式，输入为2.4GHz的信号产生的二次谐波能被DGS的阻带所抑制，如图1.16（c）所示。对于2.4～3.4GHz的输入频率，2.4GHz的信号通过功率放大器以后可以直接通过，其4.8GHz二次谐波则被DGS的第二个谐振点所抑制。同时，3.4GHz输入信号通过倍频器后产生的6.8GHz二次谐波可以通过，而3.4GHz的基波被第一个谐振点所抑制。

1.3.4 基于微带-槽线的双面功分器

2012年，F. Lin等人 ^[41] 提出了一种利用微带-槽线双面结构的相位倒置器，以获得紧凑宽带的任意功率分配比的Gysel功分器，其PCB布线图如图1.17所示，制造的Gysel功分器实物则如图1.18所示。

除了上面介绍的各种单基板双面电路外，基于微带-DGS双面耦合结构的压控振荡器（VCO） ^[42] 、微带-DGS双面耦合倍频器 ^[43] 等新型电路结构也得到了研究和开发。限于篇幅，不再这里详细介绍，感兴趣的读者可进一步参考本章末提供的相关文献。

1.3.5 SIW双面传输线与电路

由于矩形波导传输线具有高功率容量、低辐射损耗以及对其他电路元件低电磁干扰（EMI）等的优点，因此，该波导结构在微波系统中得到了广泛的应用。但是，波导结构也有一些众所周知的不足，例如体积大、重量重、成本高以及难于与其他平面电路集成。另外，在毫米波频段，波导器件还需要高精度的加工条件。因此，带矩形波导的电子系统难以大批量生产。基片集成波导（Substrate Integrated Waveguide，SIW）是一种新的微波传输线形式，它利用金属过孔在介质基片上实现波导的场传播模式，如图1.19（a）所示。它是近年来引起广大科技工作者关注的新型传输线，由两排过孔阵列以及夹在它们中间的上下金属导体和介质基片组成，因此，它是介于微带与介质填充波导之间的一种传输线，其电气特性介于微带和波导之间。基片集成波导（SIW）相对于传统的矩形波导而言具有固有的优势：没有笨重的结构配置，同时具有低损耗和高功率平面应用等优点 ^[46] 。

SIW产生的技术背景：一方面，在高频应用中，由于传输线的导波波长很小，如果此时仍然使用微带线，则由于微带PCB工艺要求较高的容差常常使该传输线失效；而另一方面，波导通常用于高频情况，但是波导传输线不仅加工成本高、体积大，而且最关键的问题是这种传输线不易于实现微波电路的集成。因此，人们自然想到了将两种传输线结合，从而产生了一种新的复合传输线，这就是目前被广泛研究和应用的基片集成波导。SIW兼顾了传统波导和微带传输线的优点，可实现高性能微波/毫米波平面电路的工作原理。图1.19（b）给出了SIW传输线在反馈振荡器领域中的应用 ^[47] 。

由SIW产生的技术背景来看，它可以看作是将矩形波导集成到微带介质中形成的一种全新波导结构。相对于矩形波导而言，由于介质填充和体积减小，因而在一定程度上带来SIW Q值的减小，但是，整个电路包括平面电路、过渡和波导都可以使用标准的PCB或者其他多层处理工艺（例如LTCC和LCP等）来构建。构成SIW电磁边壁的常用方法是使用金属过孔。与常规微带线相比，SIW传输线具有低损耗和高功率容量等优点。

1.3.6 双面平行传输线与电路

1965年，H. A. Wheeler ^[48] 首次提出了双面平行传输线（DSPSL），自此以后，该传输线及其电路的研究和讨论基本上没有任何进展和报道。但到了2004年，由S.-G. Kim ^[49] 等人提出了基于该传输线结构的超宽带过渡和微波器件以来，双面平行传输线电路得到了较快的开发。双面平行传输线的横截面及其场分布（二维视图）如图1.20所示，其中图1.20（a）给出了传统的结构和场分布，而图1.20（b）则给出了平行偏移结构及其场分布。2005年，L. Zhu ^[50] 和Q. Xue团队 ^[51] 提出并实现了基于DSPSL的LPF，表现出良好的低通和宽阻带特性。图1.21给出了J.-X. Chen等人研制的DSPSL LPF结构及其仿真与测量的频率响应，由此可见，该类传输线结构的LPF表现出很宽的阻带抑制特性。

1.3.7 平衡（差分）传输线与电路

众所周知，平衡带通滤波器（BBPF）能够减少共模信号，并以差模工作的方式提供理想的带通频率响应。因此，在现代无线通信系统中，这类能够免于环境噪声干扰的平衡带通滤波器器表现出非常良好的电气性能，具有非常重要的作用。自2004年以来，C.-H. Chen教授团队 ^{[52 ～ 54]} 相继提出了基于耦合传输线结构的平衡带通滤波器，研究人员开始关注差分/平衡带通滤波器的研究 ^{[55 ～ 59]} 。图1.22给出了一种典型的多导体耦合传输线平衡带通滤波器结构及其频率响应，由此可见，基于耦合多导体结构的差分滤波器表现出很好的带外抑制能力。图1.23则给出了另一种基于闭环谐振器结构的平衡带通滤波器结构及其频率响应，由此可见，其差模通带具有很高的带外抑制能力和良好的共模抑制性能。