044 补偿输入电容对电流/电压转换器所用电压反馈和电流反馈型运放有何影响?
快速运算放大器可作为电流/电压转换器,在高速光电二极管前置放大器、电流输出DAC缓冲器等应用中发挥着重要作用。将一个VFB运算放大器用作电流/电压转换器的典型应用如图1-11所示。
图1-11 补偿使用VFB运放的电流/电压转换器中的输入电容
净输入电容 C 1 在频率 f P 下在噪声增益传递函数中形成一个极点,如图1-11中的波特图所示,其计算式为:
如果不予补偿,则在交叉点频率 f x 下的相移会导致不稳定和振荡。通过添加反馈电容 C 2 ,由此在 f x 下引入一个零点可以使电路保持稳定,结果产生约45°的相位裕量。零点的位置通过以下式计算:
尽管添加 C 2 实际上会略微降低极点频率,但如果 C 2 << C 1 ,则其影响可以忽略不计。频率 f x 为 f p 与运算放大器的单位增益带宽频率 f u 的几何平均数。
结合式(1-12)和式(1-13)并求出 C 2 ,结果得:
当 C 2 等于该值时,结果将产生大约45°的相位裕量。将该电容值提高2倍,结果会使相位裕量增至65°左右。实际上,可以略微改变 C 2 的值,由此通过实验的方式找到其最佳值,以优化输出脉冲响应。可对CFB运算放大器进行简单地分析,如图1-12所示。但在本例中,低反相输入阻抗R O 会大幅降低对输入电容的敏感度。事实上,输入阻抗为零的理想CFB对任意量的输入电容都是完全不敏感的。
C 1 导致的极点出现的频率为 f P :
图1-12 采用CFB运算放大器的电流/电压转换器
该极点频率一般比VFB运算放大器情况下要高得多,而且如果该极点出现的频率大于运算放大器的闭环带宽,则完全可以将其忽略。接下来,我们将插入电容 C 2 ,从而在频率 f x 下引入一个补偿零点:
就如VFB一样, f x 为 f p 和 f cl 的几何平均值:
结合式(1-16)和式(1-17)并求出 C 2 ,结果得:
在这种配置下,使用CFB运算放大器具有明显的优势,只要将式(1-18)与针对VFB运算放大器的 C 2 的式(1-14)进行比较即可发现这一点。如果VFB的单位增益带宽积等于CFB的闭环带宽(最佳 R 2 下),则CFB补偿电容 C 2 的大小会减少 倍。实际应用的比较结果如图1-13所示。DAC的满量程输出电流为4mA,运算放大器反相输入端的净电容为20pF,反馈电阻为500Ω。在VFB运算放大器的情况下, C 1 导致的极点出现的频率为16MHz。对于45°的相位裕量,需要一个5.6pF的补偿电容,其信号带宽为57MHz。
图1-13 用作电流/电压转换器时,CFB运算放大器对输入电容的敏感度相对较低
但对于 CFB 运算放大器来说,由于其反相输入阻抗较低( R O =50Ω),所以其极点出现的频率为160MHz,所需补偿电容约为 1.8pF,相应的信号带宽为 176MHz。实际上,极点频率非常接近运算放大器的闭环带宽,因此很可能得不到补偿。需要注意的是,CFB运算放大器对反相输入电容相对不敏感的情况出现在其用于反相模式之时。但在同相模式下,即使反相输入端只有几皮法的杂散电容,结果也可能导致显著的增益峰值和潜在不稳定性。CFB运算放大器的低反相输入阻抗的另一个优势体现在以下时候:当其用作I/V转换器,以缓冲高速电流输出DAC的输出时。当将一个阶跃函数电流(或DAC开关毛刺)应用于VFB运算放大器的反相输入端时,结果可能产生一个较大的电压瞬变,直到信号可以通过运算放大器传播至其输出端并重新获得负反馈时为止。背靠背肖特基二极管通常用于限制该电压摆幅,如图1-14所示。这些二极管必须是低电容的小尺寸器件,因为其电容会增加总输入电容。另外,CFB 运算放大器甚至会在反馈环路闭合之前,给快速开关电流带来低阻抗( R O ),从而在无须使用外部二极管的情况下实现对电压偏移的限制。结果会大幅改善电流/电压转换器的建立时间。
图1-14 CFB运放的低反相输入阻抗有助于降低快速DAC瞬变的影响