1.5 EMC测试实质

1.5.1 辐射发射测试实质

辐射发射测试实质上就是测试产品中两种等效天线所产生的辐射信号。第一种是等效天线信号环路，这种辐射产生的源头是环路中流动着的电流信号（这种电流信号通常为正常工作信号，是一种差模信号，如时钟信号及其谐波），如图1.31所示。如果面积为S的环路中流动着电流强度为I、频率为f的信号，那么在自由空间中，距环路D处所产生的辐射强度为

式中，E为电场强度（μV/m）; S为环路面积（cm ² ）; I为电流强度（A）; f 为信号频率（MHz）; D为距离（m）。

电子产品中任何信号的传递都存在环路。如果信号是交变的，那么信号所在的环路都会产生辐射。当产品中信号的电流大小、频率确定后，信号环路产生的辐射强度与环路面积有关。因此，控制信号环路的面积是研究EMC问题的一个重要的课题。

产品中产生无意辐射的另一种等效天线模型是单极天线（见图1.21（a）），或对称偶极子天线（见图1.21（b）），这些被等效成单极天线或对称偶极子天线的导体通常是产品中的电缆或其他尺寸较长的导体。这种辐射产生的源头是电缆或其他尺寸较长的导体中（等效天线）流动着的共模电流信号。它通常不是电缆或长尺寸导体中的有用工作信号，而是一种寄生的“无用”信号，研究这种产生共模辐射的共模电流大小是研究辐射发射问题的重点。如图1.21所示，如果在天线上流动着电流强度为I、频率为F的信号，那么，在距天线D处所产生的辐射强度为：

当F≥30 MHz,D≥1 m 并且L＜λ/2时，

当L≥λ/2时，

式（1.10）和式（1.11）中，E为电场强度（μV/m）; I为电流强度（μA）; f为信号频率（MHz）; D为距离（m）; L为电缆长度（m）。

在电子产品中，除了产品功能电路原理图所表述的信息外，还存在非常多的未知信息，如信号线与信号线之间的寄生电容、寄生互感，信号线与参考地之间的寄生电容，信号线的引线电感等。这些参数都是频率相关参数，而且值都很小，在直流或低频情况下，通常被设计者忽略。但是在辐射发射所考虑的高频范围内，这些参数将会产生越来越重要的影响。也正是这些原因，使得产品中的这些等效天线（电缆或长尺寸导体）上寄生着一种非期望的共模电流，它的电流强度很小（通常在mA级以下或μA级），但却是产生产品辐射发射的主要原因（这种共模电流的产生原理将在以后的章节中进行描述）。从式（1.11）还可以看出，当产品中等效天线的长度大于天线中信号频率波长的1/2时，天线产生的辐射强度只与天线上共模电流的大小有关。可见，研究产品中电缆或长尺寸导体中的共模电流大小，对于控制产品的辐射发射具有极其重要的意义。

通过大量的实践证明，大部分产品中的辐射发射问题产生于产品中这种等效的单极天线或偶极子天线，特别是随着多层PCB技术的广泛应用，信号的环路面积被控制得越来越小，正常工作信号环路所产生的辐射越来越有限。如案例29就是如何消除环路辐射的实例。相反，等效单极天线或偶极子天线所产生的辐射随着产品的复杂化，越来越成为当今工程师们所关注的重点。

对于军标和汽车电子相关产品的辐射发射测试，标准会要求在试验台上铺设参考接地板，并把EUT及其电缆（等效辐射发射天线）放置在离该参考接地板5 cm高的绝缘支架上，如附录中的图B.3和图B.6所示，这块参考接地板将对辐射发射结果产生很大的影响。在理论上，当EUT中成为辐射发射等效天线的电缆放置在离参考接地平面h的高度时（见图1.32），随着h的不同，辐射强度也不同。

当h≤λ/10时，

当h＞λ/10时，

式（1.12）和式（1.13）中，h为辐射发射等效天线的电缆离参考接地平面的高度（m）;E ₀ 为辐射发射等效天线的电缆在自由空间中的辐射强度（V/m）; E（h）为辐射发射等效天线的电缆放置在离参考接地平面h高度时向空间的辐射强度（V/m）; λ为波长（m）。

根据单极天线和偶极子天线辐射模型的辐射原理，既然形成单极天线和偶极子天线辐射的原因是天线上的共模电流（对应到产品中就是电缆上或长尺寸导体上的共模电流），那么在军标和汽车电子相关标准中规定的辐射发射测试条件下，某些被测产品中等效天线上同样大小的共模电流，在同等测试距离的情况下，将比其他标准规定的辐射发射测试条件下所测得的辐射发射更低。CISPR25标准中规定了辐射发射限值，产品中等效单极天线和偶极子天线产生辐射发射所需要的共模电流大小与标中规定的限值的关系见表1-1。

EN55022或 CISPR22标准中规定的辐射发射限值与产品中等效单极天线和偶极子天线产生辐射发射所需要的共模电流大小的关系见表1-2。

1.5.2 传导骚扰测试实质

LISN是电源端口传导骚扰测试的关键设备，从图1.33中可以看出，接收机接于LISN中的1 kΩ电阻与地之间，当接收机与 LISN进行互连后，接收机信号输入口本身的阻抗50 Ω与LISN中的1 kΩ电阻处于并联状态，其等效阻抗接近于50 Ω，由此也可以看出，电源端口传导骚扰的实质就是测试50 Ω阻抗（这个阻抗由LISN中的1 kΩ的电阻与接收机的输入阻抗并联而成）两端的电压。当阻抗50 Ω一定时，电源端口传导骚扰的实质也可以理解为流过这个50 Ω阻抗的电流的大小。在实际产品中有两种电流会流过这个50 Ω的阻抗，一种是图1.33中的I _DM ，另一种是图1.33中的 I _CM 。无论是I _DM 还是I _CM ，都会在接收机中显示出测试值，而接收机本身无法判断由是哪种电流引起的传导骚扰。这需要设计者去控制与分析。控制产品中的骚扰电流不流过 LISN和接收机并联组成的50 Ω阻抗是解决电源端口传导骚扰问题的关键。通过大量的实践证明，大部分的电源端口传导骚扰问题产生于I _CM ，它是一种共模电流，分析其路径和大小有着极其重要的意义。

电流探头是信号端口传导骚扰测试的关键设备。图1.34是信号端口传导骚扰测试配置图，从图1.34中可以明确看到电流探头实质上测试的就是 EUT电缆上的共模电流。当然与单极天线或偶极子天线模型产生辐射发射一样，引起信号端口传导骚扰的共模电流通常不是信号端口上的正常工作电流信号，而是一些“无意”的共模电流。可见，信号端口传导骚扰测试实质上与辐射发射测试中因产品中的电缆或长尺寸导体产生的等效单极天线或偶极子天线模型而产生的辐射发射是一致的，只是频段上不一样而已。

1.5.3 ESD抗扰度测试实质

从ESD测试配置描述可以看出，在进行ESD测试时，需要将静电枪的接地线接至参考接地板（参考接地板接安全地）, EUT放置于参考接地板之上（通过台面或0.1 m高的支架），静电放电枪头指向EUT中各种可能会被手触摸到的部位或水平耦合板和垂直耦合板，这就决定了ESD测试是一种以共模为主的抗扰度测试，因为ESD电流最终总要流向参考接地板。

ESD干扰原理可以从两方面来考虑。首先，当静电放电现象发生在EUT中的被测部位时，ESD放电电流也将产生，分析这些ESD放电电流的路径和电流大小具有极其重要的意义。值得注意的是，ESD接触放电电流波形的上升沿时间会在1 ns以下，这意味着ESD是一种高频现象。ESD放电电流路径与大小不但由EUT的内部实际连接关系（这部分连接主要在电路原理图中体现）决定，而且还会受这种分布参数的影响。图1.35表达了某一产品进行ESD测试时的ESD放电电流分布路径。图1.35中的C _P1 、C _P2 、C _P3 分别是放电点与内部电路之间的寄生电容、电缆与参考接地板之间的寄生电容和EUT壳体与参考接地板之间的寄生电容。这些电容的大小都会影响各条路径上的ESD电流大小。设想一下，如果有一条ESD电流路径包含了产品的内部工作电路，那么该产品在进行ESD测试时受ESD的影响就会很大；反之则产品更容易通过ESD测试。可见，如果产品的设计能避免ESD共模电流流过产品内部电路，那么这个产品的抗ESD干扰的设计是成功的，ESD抗扰度测试实质上包含了一个瞬态共模电流（ESD电流）流过产品（瞬态共模电流干扰正常工作电路的原理，请参考1.5.5节的描述）。

其次，ESD测试时所产生的ESD电流还伴随着瞬态磁场，当这种时变的磁环经过电路中的任何一个环路时，该环路中都会产生感应电动势，从而影响环路中的正常工作电路。例如，某电路的环路面积S=2 cm ² ，该环路离ESD测试电流距离D=50 cm,ESD测试时的最大瞬态电流峰值 I=30 A，那么距离 ESD 瞬态电流50 cm 处的磁场可以根据式（1.14）算得：

面积为S的环路中感应处的瞬态电压为U可以根据式（1.15）算得：

式中，Δt=1 ns，为ESD电流的上升沿时间；μ ₀ 为空气中的磁导率。从计算结果看，2.5 V与电路中的正常工作电压相比，这是一个危险的干扰电压。

1.5.4 辐射抗扰度测试实质

辐射抗扰度测试实质上是与辐射发射测试相反的一个测试过程。在PCB中，信号从源驱动端出发，传输到负载端，再从负载端将信号回流传回至源端，形成信号电流的闭环，即每个信号的传送都包含着一个环路。当外界的电磁场穿过此环路时，就会在这个环路中产生感应电压，如图1.36所示。

单线（单匝）回路中对通过其磁场的感应电压可以根据式（1.15）计算。由于

则式（1.15）又可以转化为式（1.17）：

式（1.16）和式（1.17）中，U为感应电压（V）; H为磁场强度（Am ^-1 ）; B为磁感应强度（T）; μ ₀ 为自由空间磁导率，μ ₀ =4π·10 ^-7 Hm ^-1 ; S为回路面积（m ² ）。

平面波穿过环路时，环路中也会产生感应电压，其计算公式如下：

式中，U为感应电压（V）; S为回路面积（m ² ）; E为电场强度（V/m）; F为电场的频率（MHz）。

例如，在一个 PCB 中存在一个回路面积为20 cm ² 的电路，当该电路在电场强度为30 V/m的电磁场中进行辐射抗扰度测试时，在150 MHz频点上，该回路中产生的感应电压U ₁ 可以通过式（1.18）计算：

这就是辐射抗扰度测试时，产品中的电路受干扰的原因之一。但是从以上计算结果可以发现这个干扰电压并不高。实践中也发现按照这种原理所产生的干扰现象并不常见。更常见的是另一种现象，即与辐射发射测试实质中单极天线或对称偶极子天线模型所对应的相反过程。当EUT处于辐射抗扰度测试环境中时，EUT中的电缆或其他长尺寸导体都会成为接收电磁场的天线，这些电缆或长尺寸导体端口都会感应出电压。同时，电缆或长尺寸导体上会感应出电流，感应出的电压通常是共模电压，这种感应出的电流通常是共模电流。例如，一个电缆长度为 L的 EUT置于自由空间中，自由空间的电场强度为E ₀ ，并当L≤λ/4时，电缆上感应出的共模电流I:

当L≤λ/2时，

式（1.19）和式（1.20）中，I 为感应电流（mA）; E ₀ 为自由空间的电场强度（V/m）; F为频率（MHz）; L为等效为偶极子天线的电缆长度（或等效为单极天线的两倍长度）; λ为波长（m）。

与辐射发射一样，当EUT中成为接收等效天线的电缆放置在离参考接地平面h的高度时，（如图1.37所示），同样也有：

当h≤λ/10时，

当h＞λ/10时，

式（1.21）和式（1.22）中，h为辐射发射等效天线的电缆放置在离参考接地平面h的高度（m）; E ₀ 为自由空间中的电场强度（V/m）; E（h）为被地平面衰减后的等效电场强度（V/m）; λ为波长（m）。

这也就意味着产品中的信号线、信号电缆越靠近机柜壁或参考接地板，其所受到的辐射影响就越小。

电缆上感应出的共模电流将会沿着电缆及电缆所在的端口注入到产品中，包括内部电路中，这种共模电流干扰正常工作电路的原理与其他瞬态共模电流干扰电路的原理一样，请参考1.5.5节的描述。

1.5.5 共模传导性抗扰度测试实质

以共模为主的传导性抗扰度测试有很多，如IEC61000-4-6或ISO11452-7标准规定的传导抗扰度测试；标准 IEC61000-4-4规定的电快速瞬变脉冲群（EFT/B）测试；标准IEC61000-4-5规定的线对地浪涌测试；标准 ISO11452-4规定的 BCI 测试、国军标 GJB 152A中规定的CS109、CS114、CS115、CS116测试。其中标准IEC61000-4-4规定的EFT/B和ISO11452-4规定的BCI测试是最典型的共模抗扰度测试。

这种共模抗扰度测试以共模电压的形式把干扰叠加到被测产品的各种电源端口和信号端口上，并以共模电流的形式注入到被测产品的内部电路中（产品的机械结构构架对EFT/B共模电流的路径与大小起着决定性的作用，这部分内容可以参考书籍《电子产品设计EMC风险评估》），或直接以共模电流的形式注入到被测产品的内部电路中，共模电流在产品内部传输的过程中，会转化成差模电压并干扰内部电路正常工作电压（产品电路中的工作电压是差模电压）。对于单端传输信号，如图1.38所示，当同时注入到信号线和GND地线上的共模干扰信号进入电路时，在IC ₁ 的信号的端口处，由于S ₁ 与GND所对应的阻抗不一样（S ₁ 较高，GND较低），共模干扰信号会转化成差模信号，差模信号存在于S ₁ 与GND之间。这样，干扰首先会对IC ₁ 的输入口产生干扰。滤波电容C的存在，使IC ₁ 的第一级输入受到保护，即在IC ₁ 的输入信号端口和地之间的差模干扰被C滤除或旁路（如果没有C的存在，可能干扰就会直接影响IC ₁ 的输入信号），然后，大部分会沿着PCB中的低阻抗地层从一端流向另一端，后一级的干扰将会在干扰电流流过地系统时产生（当然这里忽略了串扰的因素，串扰的存在将使干扰电流的路径复杂化，因此串扰的控制在EMC设计中也是非常重要的一步）。其中，图1.38中的Z _0V 表示PCB中两个集成电路之间的地阻抗，U _S 表示集成电路IC ₁ 向集成电路IC ₂ 传递的信号电压。

共模干扰电流流过地阻抗 Z _0V 时，Z _0V 的两端就会产生压降 U _CM ≈Z _0V I _ext 。该压降对于集成电路 IC ₂ 来说相当于在 IC ₁ 传递给它的电压信号 U _S 上又叠加了一个干扰信号U _CM 。这样，IC ₂ 实际上接受到的信号为U _S +U _CM ，这就是干扰。干扰电压的大小不但与共模瞬态干扰的电流大小有关，还与地阻抗Z _0V 的大小有关。当干扰电流一定时，干扰电压U _CM 的大小由Z _0V 决定。也就是说，PCB中的地线或地平面阻抗与电路的瞬态抗干扰能力有直接关系。例如，一个完整（无过孔、无裂缝）的地平面，在100 MHz的频率时，只有3.7 mΩ的阻抗。即使有100 A的瞬态电流流过3.7 mΩ 的阻抗，也只会产生0.37 V的压降，这对于3.3 V 的 TTL电平的电路来说，是可以承受的，因为3.3 V 的TTL电平总是要在0.8 V以上的电压下才会发生逻辑转换，这已经是具有相当的抗干扰能力了。又如，流过电快速瞬变脉冲群干扰的地平面存在1 cm的裂缝，那么这个裂缝将会有1 nH 的电感，这样当有100 A 的电快速瞬变脉冲群共模电流流过时，产生的压降：

20 V的压降对3.3 V电平的TTL电路来说是非常危险的，可见PCB中地阻抗对抗干扰能力的重要性。实践证明，对于3.3 V的TTL电平逻辑电路来说，共模干扰电流在地平面上的压降小于0.4 V时将是安全的；如果大于2.0 V将是危险的。对于2.5 V的TTL电平逻辑电路，这些电压将会更低一点，从这个意识上，3.3 V TTL电平的电路比2.5 V电平的TTL电路具有更高的抗干扰能力。

对于差分传输信号，当共模电流I _CM 流过地平面时，必然会在地平面的阻抗Z _0V 两端产生压降。当共模电流I _CM 一定时，地平面阻抗越大，压降越大。像单端信号被干扰的原理一样，这个压降犹如施加在差分线的一根信号线与参考地之间，即图1.39中所示的 U _CM1 、U _CM2 、U _CM3 、U _CM4 。由于差分线对的一根线与参考地之间的阻抗Z ₁ 、Z ₂ ，接收器与发送器的输入/输出阻抗Z _S1 、Z _S2 ，总是不一样的（由于寄生参考的影响，实际布线中不可能做到两根差分线对的对地阻抗一样），从而造成U _CM1 、U _CM2 、U _CM3 、U _CM4 的值也不相等，差异部分即转化为差模干扰电压U _diff ，对差分信号电路产生干扰。可见，对于差分电路来说，地平面的阻抗也同样重要。同时，PCB布线时，保证差分线对的各种寄生参数平衡一致也很重要。

1.5.6 差模传导性抗扰度测试实质

在EMC的相关测试标准中，低频的传导性抗扰度测试通常以差模为主，如国军标GJB 152A中规定的 CS101、CS106测试，IEC61000-4-5标准规定的线对线浪涌测试，以及ISO7637-2标准中规定的对于那些不直接安装的车架上的产品（外壳不接参考地产品）所进行的P1、P2a、P2b、P4、P5a、P5b脉冲的抗扰度测试。

差模传导性抗扰度测试原理非常简单，测试时，差模干扰电压直接叠加在正常工作电路上，然后观察电路工作是否正常。由于单一的差模传导性抗扰度测试通常都是低频的测试，而且都是针对瞬态干扰的抗扰度测试，因此传递干扰路径的分析也比较容易，因为较小的寄生参数不会对低频信号传输产生较大的影响。

1.5.7 差模共模混合的传导性抗扰度测试实质

差模共模混合的传导性抗扰度测试主要是指，在传导性抗扰度测试中，既要进行差模测试，又要进行共模测试；或在差模过程中既有共模的干扰直接注入到产品被测端口上，又有差模的干扰直接注入到产品被测端口上的传导性抗扰度测试。

汽车电子相关标准ISO7637-2中规定的P3a、P3b脉冲的抗扰度测试典型的是差模共模混合的传导性抗扰度测试，不管产品是否直接安装的车架上，干扰都会通过接地线或EUT、电缆与参考地之间的寄生电容回到参考接地板上。因此，这种测试都是两种干扰直接注入到被测产品的端口上的。ISO7637-2标准中规定的对于那些直接安装的车架上的产品（外壳接参考地产品）所进行的P1、P2a、P2b、P4、P5a、P5b脉冲的抗扰度测试也是一种差模共模混合的传导性抗扰度测试。因为，虽然干扰源是低频的，但是由于被测产品与参考接地板之间的接地线存在，必然导致干扰电流流向参考接地板（测试中干扰源的负端与参考接地板互连）。

另外，对于IEC61000-4-5标准中规定的浪涌测试来说，由于存在线对线测试与线对地测试的区分，总体来讲它是一种差模共模混合的传导性抗扰度测试。浪涌测试是一项低频EMC测试，这由微秒级的浪涌测试波形上升时间决定。从频域上看，它的大部分能量分布在数十千赫，然而这是一项大能量的抗扰度测试，对于被测设备来说，其端口被注入浪涌干扰信号时，不但会发生系统工作的误动作，还很有可能出现器件损坏。浪涌测试还对共模（线对地）和差模测试做了明确的区分，干扰的实质就是将浪涌信号叠加于被测产品中的正常工作信号上。由于频率较低，该项目的测试问题分析也相对比较容易，不需要考虑太多的寄生参数，如寄生电容。如果用软件仿真，也可以获得与实际较接近的结果。