2.2 相关案例分析
2.2.1 案例1：PCB工作地与金属壳体到底应该关系如何
【现象描述】
某金属外壳的汽车零部件产品，壳体内部只存在一块PCB，在进行50 mA的BCI测试时，发现：
（1）PCB的工作地与产品金属壳体无任何连接时，测试无法通过。
（2）PCB的工作地与产品金属壳体在PCB连接器附近连接时，测试通过。
（3）PCB的工作地与产品金属壳体在PCB中的远离连接器附近连接时，测试又通过。
【原因分析】
用图2.5～图2.7可以解释以上测试现象，其中图2.5是PCB的工作地与产品金属壳体无任何连接时的干扰电流分析图；图2.6是 PCB的工作地与产品金属壳体在PCB连接器附近连接时的干扰电流分析图；图2.7是 PCB的工作地与产品金属壳体在PCB远离连接器处连接时的干扰电流分析图。
图2.5 PCB的工作地与产品金属壳体无任何连接时的干扰电流分析图
图2.6 PCB的工作地与产品金属壳体在PCB连接器附近连接时的干扰电流分析图
图2.7 PCB的工作地与产品金属壳体在PCB远离连接器处连接时的干扰电流分析图
在PCB的工作地与产品金属壳体无任何连接的情况下，当干扰从电缆注入时，干扰电流经过PCB、PCB与金属壳体的寄生电容、金属壳体、金属壳体的接地线传递到参考接地板；在PCB的工作地与产品金属壳体在PCB连接器附近连接的情况下，当干扰从电缆注入时，干扰电流经过PCB与金属壳体互联导体在没有进入PCB之前直接进入金属壳体，再由金属壳体传递到参考接地板，PCB中几乎无干扰电流流过；在PCB板的工作地与产品金属壳体在PCB远离连接器处连接的情况下，当干扰从电缆注入时，干扰电流经过整个PCB板，再从PCB与金属壳体互联导体进入金属壳体，接着由金属壳体传递到参考接地板，PCB中流过较大的干扰电流，而且电流比PCB与金属壳体不连接时的更大，于是就实现了以上描述的测试现象。
【处理措施】
将PCB的工作地与产品金属壳体在靠近连接器处互联。
【思考与启示】
（1）PCB的工作地与产品金属壳体之间并非只有是否连接的问题，连接在哪里更为重要。
（2）对产品的PCB进行接地设计时，最佳方案为PCB的工作地与产品金属壳体直接相连，但是位置必须靠近电缆出口处（即PCB连接器的附近）。
（3）有些产品的PCB工作地无法与产品金属壳体直接互联（如非安全工作电压电路、隔离电路等），可采用电容实现PCB的工作地与产品金属壳体之间的高频相连；同时，被测产品若有上升沿时间大于微秒级的浪涌或频率低于1 MHz的共模干扰测试要求，电容两端还需要并联瞬态抑制保护器件，如压敏电阻、TVS管等。
2.2.2 案例2：接地方式如此重要
【现象描述】
某金属外壳的产品，产品构架示意图如图2.8所示。其中，PCB只有一个工作地，PCB的工作地与产品金属壳体无任何连接。
图2.8 产品架构示意图
该产品按CISPR22标准进行辐射发射测量时，测试结果如图2.9所示。由测试图可以看到，该产品在频率73.77 MHz处的辐射发射值超过了限值线。
按照案例1中的结论，为获取产品良好的EMC结果，产品设计时，建议将PCB板的工作地在PCB的连接器附近处直接或通过电容接至金属壳体。于是，测试时尝试了将PCB的连接器附近处直接接至金属外壳。PCB工作地与产品金属壳体连接后的产品构架示意图如图2.10所示。
图2.9 产品原始辐射发射测试频谱图
图2.10 PCB工作地与产品金属壳体连接后的产品构架示意图
按图2.10示意修改后，继续对产品按CISPR22标准进行辐射发射测量，得到如图2.11所示的测试结果。
从测试结果看，PCB的工作地在靠近PCB的连接器附近直接接至产品金属壳体时虽然导致73.77 MHz频率处的辐射降低，但是其他很多频段的测试结果更差了。难道案例1中的结论是错误的吗？
【原因分析】
PCB的工作地在PCB的连接器附近直接接至产品金属壳体可以有效降低由于PCB中的高频EMI信号传递到外部的线束而产生的辐射，其原理如图2.12所示。图2.12中，当PCB的工作地在电缆接口处与外壳相连时，产生的I COM2 电流可以旁路本来要流入线束的共模电流I COM1 ，从而降低产品因线束成为等效发射天线而引起的辐射发射。
图2.11 产品中PCB工作地与外壳连接后辐射发射测试频谱图
图2.12 PCB板工作地在连接器附近连接壳体降低辐射的原理
然而，应注意的是，PCB与外壳的连接除了要选择特定的位置外（即靠近电缆出口处或连接器附近），还要考虑连接的方式，并非只是电器上的联通即可。图2.13所示的是PCB的工作地与产品金属壳体连接方式存在问题时的分析原理图。由图2.13可知，当PCB的工作地与壳体连接导体存在较大的寄生电感时（如10cm的导线，产生约100 nH的寄生电感）, I COM2 所在的回路存在LC串联谐振，谐振频率由LC参数决定。谐振时，一方面I COM2 达到最大，另一方面电感L p 和电容C P1 两端的电压达到最高。正因为谐振时L p 两端的电压达到最大值，引起流经线束的共模电流I COM1 也达到最高，谐振频率点上的辐射也达到最高值。这就是为何PCB的工作地与产品金属壳体互联后反而使得产品的辐射在某些频点上变高的原因。
图2.13 PCB的工作地与产品金属壳体连接方式存在问题时的分析原理图
【处理措施】
因为以上问题是接地线的引线电感与寄生电容串联谐振引起的，所以消除谐振或将谐振点频率保持在测试频段范围之外，就可以有效解决此问题。将PCB工作地与产品金属壳体之间的互连线改为一片长宽比小于3的金属片，就可以有效发挥接地的作用，降低产品的辐射发射。PCB的工作地与产品金属壳体之间的互连线改为金属片后的辐射发射测试频谱图如图2.14所示，测试通过。
图2.14 PCB的工作地与产品金属壳体之间的互连线改为金属片后的辐射发射测试频谱图
【思考与启示】
（1）对产品的PCB进行接地设计时，一方面应强调PCB的接地点位置要靠近电缆出口处（即PCB连接器的附近），另一方面也要强调PCB工作地的接地方式。原理上，PCB与壳体之间需要在测试频段范围内形成等电位的互连。
（2）PCB与产品金属壳体之间需要在测试频段范围内的不等电位的互连，会引起个别谐振频点的测试风险，用导线来实现PCB 的工作地与产品金属壳体之间的互联可以认为PCB的接地没有完成。
（3）所谓的等电位互连，就是实现在EMC的测试频段范围内PCB的工作地与产品金属壳体之间形成较低的阻抗（包括寄生电感感抗和电阻），以下两种方式可认为实现了等电位互连。
●PCB的工作地平面与产品金属壳体平面之间直接采用有意搭接（如将PCB的地平面与壳体的金属表面用螺钉锁紧后，实现两者之间非常紧密的电接触；再如PCB的工作地平面与壳体平面之间填充导电性材料）。
●PCB的工作地平面与产品金属壳体平面之间采用第三导体实现互连，同时要求第三互连导体长宽比小于3，第三互连导体与PCB工作地平面及金属壳体之间的搭接采用有意搭接的方式。
2.2.3 案例3：传导骚扰与接地
【现象描述】
某产品在进行传导骚扰测试时的配置图如图2.15所示。
图2.15所示配置下的传导骚扰测试结果如图2.16所示。由测试结果频谱曲线可知，该产品电源端口的传导骚扰不能通过CLASS B限值线的要求。
图2.15 传导骚扰测试时的配置图
注：图中虚线框体部分为金属架，它与主机及以太网模块一起构成 EUT。EUT 通过机架接地。BASE 与 Ethernet Module均通过24 V电源供电。
P 1 ：主机的0 V点，用来接地，进行EMC测试时将P 1 接至金属架。
P 2 ：以太网模块的保护接地点，在以太网模块内部，该点与0 V通过电容相连，测试时将该点未接至金属架。
P 3 ：分别是金属架中的三点，由于这三点都是在同一金属板中，彼此之间的阻抗近似为零，所以在电路原理上近似为同一点。
扩展总线：是主机与以太网模块的互连总线，通过总线将主机的0 V与以太网模块的0V相连。
测试中发现，将图2.16所示的接地方式改变成图2.17所示的方式，即将P 2 点接至P 1 点。再进行测试，结果如图2.18所示，测试通过。
图2.16 图2.15所示配置下的传导骚扰测试结果
图2.17 通过的测试配置图
【原因分析】
首先看一下电源端口的传导骚扰测试是如何进行的，图2.19（a）、（b）可以说明进行传导骚扰测试原理。
图2.19（a）是电源口传导骚扰测试时，被测设备（EUT）、线性阻抗稳定网络（LISN）、接收机（Receiver）之间的连接关系。图2.19（b）中箭头线表示传导骚扰的电流，它在50 Ω电阻上产生的压降就是所测量到的传导骚扰电压结果。图2.19（b）中左图是差模传导骚扰的情况，右图是共模传导骚扰的情况。
图2.18 通过的测试结果
图2.19 电源阻抗模拟网络LISN内部原理图
本案例中的EUT在传导骚扰测试未能通过的连接方式下的拓扑图，如图2.20所示。
图2.20 未能通过的拓扑图
图2.20中，C 1 , C 2 , C 3 分别是主机、以太网模块、以太网线对与参考地之间的分布电容；C y 是PCB中跨接在0 V地与以太网模块接地端子之间的旁路电容；Z p 是主机24 V与以太网模块24 V互连接插件的阻抗；Z x 是主机总线与以太网模块总线互连接插件的阻抗；Z gnd 是主机0 V与以太网模块0 V互连接插件的阻抗及0 V平面的阻抗；Z g1 代表EUT中两个接地端子与参考地之间的接地阻抗；S 代表以太网模块中的开关电源，即传导骚扰测试中的主导干扰源，开关电源中的功率开关管在导通时流过较大的脉冲电流，这个电流在0V上还会产生共模噪声。例如，正激型、推挽型和桥式变换器的输入电流波形在阻性负载时近似为矩形波，其中含有丰富的高次谐波分量。另外，功率开关管在截止期间，高频变压器绕组漏感引起的电流突变，也会产生骚扰。
在共模的情况下，0 V上共模噪声所导致的传导骚扰原理图如图2.21所示。
图2.21中圆形符号为0 V上的共模噪声，箭头线表明了传导骚扰电流的流向，该电流的大小直接决定测试是否通过。虚线中的部分表示LISN。
图2.21 未能通过的共模简易原理图
再来看EUT在传导骚扰测试能通过时的连接方式，它的EMC拓扑图如图2.22所示。
图2.22 能通过的EMC拓扑图
直接连接在C 1 与C 2 之间的线就是以太网模块中接地端子与主机的0 V之间的互连线。在共模的情况下，也可以将图2.22转化成简易原理图，如图2.23所示。
比较一下图2.23与图2.20的差别，可以看出，C y 接至主机的0 V后，提供了一个低阻抗的路径，使得共模电流一部分被旁路掉，从而减小了流入LISN的电流，最终使测试通过。
图2.23 能通过的共模电流简易原理图
【处理措施】
从以上的分析可以得出以下主要解决方式，可供其他类似产品参考：
需要在产品内部提供一个能够使0V和以太网模块的接地之间进行等电位连接的结构件，该结构件要保证具有较低的阻抗，这也是EUT系统可以采用单个接地点的前提。
【思考与启示】
（1）接地对EMC来说很重要，一个接地的产品将大大降低EMC测试失败的风险。
（2）对于有多个接地点的EUT来说，各个接地点之间的等电位连接对EMC非常重要。
（3）解决传导骚扰问题的目标不是为了将骚扰引入地，而是通过接地来减小流入LISN的电流。
2.2.4 案例4：传导骚扰测试中应该注意的接地环路
【现象描述】
某信息技术设备有外接信号电缆及供电电源线。电源口传导测试时，EUT接地线就近接参考接地板，测试配置图如图2.24所示，测试结果如图2.25所示。由图2.25可知，该产品的电源口的传导骚扰不能满足图中所示限值的要求，需要分析产生传导骚扰过高的原因。
图2.24 EUT接地线就近接参考接地板时的传导测试配置图
【原因分析】
关于电源口传导骚扰测试的原理，可以参考案例3中的描述。图2.24所示的测试配置图可以用图2.26表示其原理。
图2.25 初始传导骚扰测试频谱图
图2.26 EUT接地线直接接地板时的原理图
图2.26所示为电源口传导骚扰测试时，被测设备（EUT）、线性阻抗稳定网络（LISN）、接收机之间的连接关系。图2.26中箭头线表示共模传导骚扰的电流，它在25 Ω、两个50 Ω电阻并联电阻上产生的压降就是所测量到的共模传导骚扰电压结果（差模传导骚扰与本案例无关，不在图2.26中示出）。由图2.26可知，在该测试配置的情况下，电源线、LISN、EUT、EUT接地线及参考接地板之间形成了一个较大的环路（见图2.26中虚线）。关于环路在EMC中的意义已经在本书其他案例中提及（如案例29、77等）。
根据电磁理论，环路既可以成为辐射必要条件中的天线，也可以成为接收干扰的环路接收天线。当环路中的磁通发生变化时，将在环路中感应出电流，其大小与闭环面积成正比，而且对于特定大小的环路，环路接收天线将在特定的频率上产生谐振。当图2.26中的大环路有感应电流时，必定增大流过LISN中25 Ω电阻的电流，即LISN检测到更大的传导骚扰。
传导骚扰测试在屏蔽室中进行。环路接收的干扰是从哪里来的呢？实际是来自EUT通过其壳体和信号电缆产生的辐射，如图2.27所示（测试中已经排除外界及辅助设备的影响）。
图2.27 传导测试时，电缆及壳体产生辐射的示意图
测试过程中，改变接地线的连接方式，即将EUT接地线接至LISN的接地端，同时接地线与电源线以较近的距离（小于5mm）平行布线（见图2.28），电源线、LISN、EUT、EUT接地线及参考接地板之间形成的环路面积大大减小，而且电源线、LISN、EUT、EUT对地寄生电容及参考接地板之间形成的环路，其阻抗较大不会感应出较大的电流（也就是不是主要部分）。改变连接方式后再进行测试，测试结果如图2.29所示，测试通过，证实了以上分析的正确性。
图2.28 将EUT接地线接至LISN的接地端的示意图
图2.29 将EUT接地线接至LISN的接地端后的测试结果
【处理措施】
本案例并非纯粹意义上的设计问题，而是由于测试配置引起的，因此，将EUT接地线接至LISN的接地端，同时接地线与电源线以较近的距离（小于5mm）平行布线，减小环路面积，是最好的解决方式。
【思考与启示】
（1）本案例涉及的接地问题是传导骚扰测试中常见的问题，也是很值得注意的问题。传导测试时，一定要将接地线与电源线一起布线，不能按“就近接地”的方式，以免造成较大的环路，接受意外的骚扰。
（2）对于本身低频（150kHz～30 MHz）辐射较大的产品，如带有信号电缆的产品，测试时要特别注意电源线、LISN、EUT、EUT接地线及参考接地板之间形成的环路。
（3）本案例中的问题，在不改变接地环路面积大小的情况下，可以通过其他方式（如电源口的滤波）解决。因为测试到的结果总是综合的结果，剔除所有因素中的某一部分都有可能使结果符合测试的要求，但是不合理的测试布置是最需要剔除的。
2.2.5 案例5：屏蔽体外的辐射从哪里来
【现象描述】
某设备，采用模块和背板结构，每个模块都有连接器，当模块插入到背板上时，模块上的连接器与背板上相对应的连接器进行连接，这也是模块与背板仅有的连接之处，每个模块进行一定的屏蔽设计，背板也进行了屏蔽设计，背板用来固定每个模块及每个模块之间的信号连接。在进行辐射发射测试时，发现辐射超过该产品标准中规定的限值，超标频点是350 MHz，测试频谱图如图2.30所示，图中限值线用粗线标出。用磁场型近场探头定位测试（用磁场型近场探头检查金属外壳产品缝隙泄漏是一种非常有效而经济的方式，上海凌世电子有限公司研发并生产的这种近场探头组是一种经济而有效的选择），确认是一模块与设备背板之间的接插处辐射泄漏导致，该频率点的源头是模块内部PCB中的50 MHz晶振。
图2.30 辐射发射测试频谱图
【原因分析】
该设备由于要在室外工作，因此需要做防水处理，包括模块与背板的连接之处，采用防水的橡胶垫圈将两者之间连接密封。由于防水垫圈是非导电的，因此存在的“缝隙”成为辐射的可能。拆下模块后，给模块单独上电，用近场探头进行测量，发现模块与背板的连接器处有350 MHz的辐射。因为PCB已经做了处理（图2.31所示PCB中的无阻焊线的右侧有屏蔽金属罩），这样晶振壳体直接通过空间辐射的路径已经被屏蔽罩隔绝，唯一辐射的可能是连接器J1与其相连的PCB布线，它们很有可能耦合到了来自晶振或时钟印制线的噪声，相当于成为被噪声驱动的辐射天线。后又检查了模块，其中有连接器的那块PCB布局如图2.31所示。
从该PCB的布局及布线看，存在如下问题。
（1）晶振下表层PCB未做局部地平面敷铜处理。在晶振和时钟电路下面的局部地平面可以为晶振及相关电路内部产生的共模RF电流提供通路，从而使RF发射最小。为了承受流到局部地平面的共模RF电流，需要将局部地平面与系统中的其他地平面多点相连，即将顶层局部地平面与系统内部地平面相连的过孔提供了到地的低阻抗。
图2.31 有连接器的那块PCB布局
（2）传输到连接器的布线很多从50 MHz晶振底下穿过，不仅破坏局部地平面的作用，而且必然将50 MHz晶振产生的噪声通过容性耦合的方式耦合到穿过它下面的信号线，使这些信号线带有共模电压噪声，而这些信号线又延伸出PCB上的屏蔽体，将噪声带出屏蔽体。这是一种典型的共模辐射模型，原理如图2.32所示。
图2.32 耦合引起的电压驱动的共模辐射原理
（3）晶振的位置离接口太近。
可见，形成辐射的两个必要条件已经形成了，即驱动源和天线。与接口连接的信号线与晶振之间的耦合形成了驱动电压；与接口相连的信号线或PCB地层成为了被驱动的辐射天线。
【处理措施】
为解决以上的辐射问题，可以采用以下三种方法。
（1）将所有与辐射相关的部分（包括天线和驱动源）进行屏蔽，即改进原来屏蔽的缺陷，将模块与背板之间的防水垫圈改成导电的密封圈，实现整机屏蔽的完整性。
（2）降低驱动电压，即在PCB上进行处理，减小晶振与那些与接口连接器相连的信号线。这需要调整50 MHz晶振的位置及周边布线，将晶振尽量往板内移，将晶振底下的布线避开，并保持离晶振有300 mil以上的距离，晶振底下的PCB表层做敷铜处理，并且保证晶振底下的地平面完整。
注意：晶振底下保证地平面完整的原因是，多层板技术在本产品中的应用使有着完整地平面的信号的回流信号与信号本身方向相反、大小相等，能很好地相互抵消，可保证其良好的信号完整性和EMC特性。但是，当地平面不完整时，回流路径中的电流与信号本身的电流不能相互抵消（实际上这种电流不平衡是不可避免的），必然产生一小部分大小相等、方向相同的共模电流，尤其是晶振这样的高噪声器件。共模电压沿着附近的参考平面，耦合的小电压信号激励连接的外围结构，使之成为一个辐射天线。图2.33所示的是布在多层板外层（参考平面）上的印制线共模辐射等效模型。
从高频角度考虑，参考平面相当于回流导体，可能有高频交流电压。差模电流I DM 在印制线下面的参考平面上会产生一个共模电压降U CM ，如图2.33所示。这个电压激励大的外围结构，产生共模电流I CM 。
（3）取消辐射的天线。这一措施显然很难实现，引线信号与接口连接器之间的连接不可避免。
经过以上（1）、（2）的处理后，用近场探头在连接器附近再进行测试，发现350 MHz频点的辐射明显减小，幅度在10 dB以上。
图2.33 地平面不完整造成的共模辐射等效模型
【思考与启示】
（1）防水与屏蔽要统一，不要为了防水而忽视了屏蔽的完整性。
（2）晶振底下不能布信号线，特别是与对外接口直接相连的信号。
（3）在晶振和时钟电路下面的局部地平面可以为晶振及相关电路内部产生的共模RF电流提供通路，从而使RF发射最小。
2.2.6 案例6：“悬空”金属与辐射
【现象描述】
某产品提供24个10/100 Mb/s的以太网口，同时设有两个扩展槽，在实际组网中根据需要配置不同的扣板。在进行辐射发射测试时，扩展槽位配置为长距离千兆位光接口（LC接口）进行测试。这时所有24FE电接口电缆自环，LC光接口也自环。测试结果发现高频有几个频点（625 MHz、687.5 MHz、812.5 MHz、875 MHz）超标，不能满足CLASS B 限值线要求，测试频谱图如图2.34所示。
【原因分析】
屏蔽系统设备的辐射发射问题，一般与电源线、信号电缆、结构屏蔽泄漏三个方面有关。但由于如此高频的辐射，一般不会是电源线的辐射（一般电源线的辐射小于230 MHz），而只可能是电缆与结构屏蔽泄漏，因此基于此思路做以下定位。
首先怀疑是24根百兆网线带来的辐射，但是把网线拔去后再进行测试，发现超标频点只是稍降了一点点。
图2.34 最初的测试结果
接着用近场探头对设备进行扫描，发现扩展槽扣板两边的辐射很大，定位频点，发现就是那些超标的频点。于是怀疑扣板面板与机柜的接触不好，打开察看，发现扣板面板上下各有一条簧片，与机框结构接触良好，只是两旁没有簧片，但是由于有螺钉固定，缝隙长度也不会超过1.5 cm，如图2.35、图2.36所示。
图2.35 扣板正面实物图
图2.36 扣板背视示意图
难道很短的缝隙也会造成1 GHz以下频率有较大的泄漏吗？试着用导电铜箔封闭了缝隙，用近场探头测试，果然扣板面板两边的辐射消失了。本以为解决了问题，再将设备搬进实验室进行测试，结果发现超标频点依然存在，幅度也几乎没有下降（这时设备上的电缆也只有光纤与电源线）。只好再次用近场探头进行扫描测试，为了使定位更准确，选用环路面积更小的探头，偶然中发现光纤出口辐射较大。仔细看了光纤出口，拉手条出口不过是一个1 cm×1 cm见方的小孔，而且周边还有屏蔽壳，光纤使用LC接头，如图2.37所示。
一直认为光纤出口小，而且光纤传输的是光信号，不会有辐射。再仔细检查才发现光纤接头里面有一根金属加强筋，约3 cm长，悬空（没有与任何金属体相连）。而光模块接口的TX发射端也是金属的，虽然光纤插入时两个金属之间没有直接接触，但由于距离较近，会有高频噪声通过容性耦合的方式耦合到光纤的加强筋上，使得金属加强筋与内部噪声源之间存在驱动关系，加强筋成为了一根单极天线。单极天线在共模电压的驱动下造成了辐射。又是一例共模电压驱动的辐射案例，原理如图2.38所示。
图2.37 LC光纤和光模块面板接口
图2.38 悬空金属引起的共模辐射原理
图2.38中的U DM 是驱动源；同时金属加强筋又是“辐射天线”。
【处理措施】
（1）取消金属加强筋。
（2）将金属加强筋与接口板面板金属部分进行良好搭接，即旁路U DM 。
由于取消金属加强筋会产生光纤使用方面的问题，因此在实际操作中采用了第二种方式。修改后再进行测试，结果如图2.39所示。
图2.39 修改后的测试频谱图
【思考与启示】
（1）近场辐射大，不一定远场辐射也大，这主要与辐射天线的效率及路径有关。
（2）避免悬空金属存在。悬空金属将造成在噪声源与悬空金属之间较高的共模电压，并在此共模电压的驱动下悬空金属将造成较强的辐射。特别是大面积的金属分布电容大，容易产生电场耦合。任何金属构件如果存在电位差，就可能产生共模辐射，必须把它们良好地就近接地。散热片、金属屏蔽罩、金属支架、PCB上没被利用的金属面都应该接地。
（3）PCB上的集成电路芯片上有时有些闲置的门电路引脚，这些引脚相当于小天线，可以接收或发射干扰，所以应该把它们就近接回流地或电源线。
（4）另外，改变共模源在天线上的位置，减小寄生电容C A 也是可行的方法。
2.2.7 案例7：伸出屏蔽体的“悬空”螺柱造成的辐射
【现象描述】
某通信产品在辐射发射测试时，高频段891 MHz处的辐射超过裕量限值线，裕量不足5 dB。测试结果如图2.40所示（363 MHz 的辐射也超标，是线缆造成的，未在此案例中总结）。
图2.40 未通过的测试频谱图
【原因分析】
用近场探头对机壳面板、接口连接器、机箱缝隙等处进行探测，发现891 MHz频点，只在机箱上部散热器处的一小块区域发现891 MHz频点的辐射较大。打开机箱观察，该区域的机壳内部结构如图2.41、图2.42所示。
机壳的紧固螺柱上有一金属螺柱，金属螺柱与机壳上盖板和机壳底板都以塑料螺柱连接，形成一悬浮螺柱，并伸出屏蔽体外，长度约5 cm。这一悬浮螺柱被PCB上的33 MHz 的时钟驱动，形成辐射天线（891=33×27）。观察机壳剖视图，如图2.43所示。
图2.41 机壳上盖板
注：图中网状结构为屏蔽体，其底下的部分为塑料上盖板。
图2.42 机壳底板
图2.43 机壳结构剖视图
机壳最外面为塑料材质，内部为金属网状的屏蔽体（见图2.41），屏蔽体中有直径为5mm的散热孔，与机壳一体的塑料螺柱穿过屏蔽壳，金属螺柱固定在塑料螺柱中，并伸出屏蔽壳外，以保证机壳承受一定的压力，并且结构件无任何电连接。图2.43同时也给出了形成辐射的等效原理图，实际上，金属螺柱成了辐射源为电场的单极天线，时钟驱动电路与金属螺柱之间的耦合电压成为共模辐射的电压驱动源。高频下，该螺柱中将在共模电压源的驱动下通过共模电流，用在整个单极天线长度上的流动来实现电荷的变化，并转化成电磁场能量进行辐射。
【处理措施】
对策测试中，用铜箔将螺柱接地（即与屏蔽体接在一起），进行测试，测试可以通过。测试结果如图2.44所示。
图2.44 对策后的测试频谱图
确定891 MHz的辐射确实与该螺柱有关，但是该方法在实际操作中不可行，因为需要将螺柱接到屏蔽体上，如果用焊接的方式，可加工性不好。
因此，确定尝试用两种解决方案：
（1）将金属螺柱改为塑料螺柱，但是结构强度上要进行进一步验证。
（2）将金属螺柱内缩，金属螺柱伸出了屏蔽体，等于破坏了屏蔽体的屏蔽完整性，将螺柱缩回屏蔽体内（见图2.45），可以保证屏蔽体的完整性，同时也不影响结构的强度。
两种方案经过EMC测试验证，都可以满足要求，但是由于第一种机械强度不足而不能采用，因此最终选用第二种方案，其测试结果如图2.46所示。
图2.45 螺柱缩回屏蔽体内的示意图
【思考与启示】
（1）避免悬空金属件的存在，“悬空”金属一定要接地或接“0V”处理。
（2）悬空金属会成为辐射的天线，即使不能成为天线也会成为很好的耦合通道。
图2.46 最终测试结果图
2.2.8 案例8：屏蔽材料的压缩量与屏蔽性能
【现象描述】
某居住环境使用的产品，辐射发射要求符合EN55022的CLASS B限值。测试时发现在120 MHz附近有多个频点超标。图2.47是最初超标的频谱图。
图2.47 最初超标的频谱图
【原因分析】
为确认是否是电缆引起的辐射，拔去所有的外接电缆，辐射结果没有明显变化，依然超标。该产品采用屏蔽结构，所示必定是缝隙辐射造成的。对于缝隙天线造成的辐射用近场探头去定位是最为合适的了。在用近场探头探测的过程中发现，该产品中模块安装处（如图2.48所示）的辐射最大。
图2.48 产品结构示意图
在产品设计之初，模块与底板的连接器处已经用导电胶条进行了屏蔽处理，并与底板的金属部分之间采用“360°”的搭接，使模块的屏蔽体与底板的屏蔽体连成一个良好的整体。那为什么用近场探头还能测到很大的辐射呢，肯定是因为导电胶条与模块屏蔽体或导电胶条与底板屏蔽体之间的“360°”搭接并不是很理想，存在阻抗不连续或结构意义上的缝隙。定位中改用一种较厚的导电橡胶后，测试通过，说明原先用的导电橡胶由于厚度不够导致导电胶条与模块屏蔽体或导电胶条与底板屏蔽体之间的压力不够，从而使导电胶压缩量不够。搭接点压力与阻抗的关系如图2.49所示。从图中可以看到，在压力较小的情况下，搭接点之间不能紧密接触，虽然肉眼不能看出有缝隙存在或阻抗不连续（用万用表量也许会是很低的电阻），但是放大后存在缝隙或高频下（如100 MHz）在导电橡胶和模块屏蔽体的接触点上存在较大的阻抗。这样，当搭接点之间有共模电流流过或感应电流流过时，由于其间阻抗较大，会产生压降，这个压降驱动成为天线的缝隙，于是辐射就形成了。
图2.49 搭接点压力与阻抗的关系
图2.50所示的是该产品底板与模块的安装关系细节。
【处理措施】
根据分析及定位中的试验结果可知，用较厚的导电橡胶代替原来的导电橡胶，使导电橡胶的压缩量增加，可以满足测试要求。另外，还可以采用不更换导电橡胶，直接增加压缩量的办法，即将底板中的PCB垫高，如图2.51所示，同样可以增加导电橡胶的压缩量，使导电橡胶与模块屏蔽体真正意义上的“360°”搭接，保证电连续性。更改后的测试结果如图2.52所示，结果良好。
图2.50 底板与模块的安装关系细节
图2.51 垫高PCB板示意图
图2.52 更改后测试频谱图
【思考与启示】
（1）使用导电橡胶、衬垫之类的屏蔽材料时，不但要保证接触面上的良好导电性（接触面去除所有漆），而且还要保证一定的压缩量，但是要注意导电橡胶、衬垫的压缩限位问题，任何衬垫受到过量压缩时，都会损坏。衬垫损坏后，弹性变得很差，失去有效的密封作用。
（2）使用导电橡胶、村垫之类的屏蔽材料时，要注意接触面的清洁，并防止衬垫的腐蚀。否则，接触面的导电性降低，屏蔽效能降低。衬垫与屏蔽体基体之间发生电化学腐蚀一个必要条件是潮气和腐蚀性气体。因此，防止腐蚀的一个方法是用一层环境密封将电磁密封衬垫与环境隔离开。
（3）缝隙也是天线。
（4）通常，搭接点之间的电阻小于2 mΩ，并且整个预期的等电位系统的任何两点间的电阻小于25 mΩ，可以认为是一个EMC观点上搭接良好的等电位系统。
2.2.9 案例9：开关电源中变压器初、次级线圈之间的屏蔽层对EMI的作用有多大
【现象描述】
某开关电源外形如图2.53所示。
图2.53 某开关电源外形图
图2.53中变压器采用屏蔽设计，屏蔽层位于初级线圈与次级线圈之间，并且屏蔽层通过导线接至初级线圈的0 V，如图2.54所示。
图2.54 变压器内部结构示意图
此电源的辐射发射与传导骚扰测试结果如图2.55、图2.56所示。
图2.55 使用屏蔽隔离变压器时的辐射发射测试结果
图2.56 使用屏蔽隔离变压器时的传导骚扰测试结果
从以上测试数据可以看出，该开关电源能满足EN55022标准中规定的CLASS B的要求。将该电源的变压器改成非屏蔽的变压器，即取消初级线圈与次级线圈之间的屏蔽铜箔后，再进行辐射发射与传导骚扰测试，结果分别如图2.57、图2.58所示。
图2.57 使用非屏蔽变压器时的辐射发射测试结果
图2.58 使用非屏蔽变压器时的传导骚扰测试结果
从测试结果可以明显看出，使用非屏蔽变压器，在传导骚扰与辐射发射的项目上均不能达到EN55022标准中规定的CLASS B要求。
【原因分析】
对开关电源来说，开关电路产生的电磁骚扰是开关电源的主要骚扰源之一。开关电路是开关电源的核心，主要由开关管和高频变压器组成。它产生的dU/dt是具有较大辐度的脉冲，频带较宽且谐波丰富。其骚扰传递示意图如图2.59所示。
这种脉冲骚扰产生的主要原因有以下两个方面。
（1）开关管负载为高频变压器初级线圈，是感性负载。在开关管导通瞬间，初级线圈产生很大的涌流，并在初级线圈的两端出现较高的浪涌尖峰电压；在开关管断开瞬间，由于初级线圈的漏磁通，致使一部分能量没有从一次线圈传输到二次线圈，储藏在电感中的这部分能量将和集电极电路中的电容、电阻形成带有尖峰的衰减振荡，叠加在关断电压上，形成关断电压尖峰。这种电源电压中断会产生与初级线圈接通时一样的磁化冲击电流瞬变，这个噪声会传导到输入/输出端，形成传导骚扰。
图2.59 开关电源骚扰传递示意图
（2）脉冲变压器初级线圈，开关管和滤波电容构成的高频开关电流环路可能会产生较大的空间辐射，形成辐射骚扰。如果电容滤波容量不足或高频特性不好，电容上的高频阻抗会使高频电流以差模方式传导到交流电源中形成传导骚扰。同时变压器的初、次级之间存在分布电容，使得初级回路中产生的骚扰向次级回路传递，如图2.60所示，一方面加大骚扰传递环路，另一方面将有更多的电流流入LISN，从而进一步恶化其EMI特性。
图2.60 骚扰传递方向图
图2.60的等效电路如图2.61所示。
在变压器中增加屏蔽层，并与初级回路的0 V相接后，如图2.62所示，相当于截断骚扰向后传递的路径。从等效电路（见图2.63）上看是将骚扰源封闭在了较小的环路内，从而抑制传导发射骚扰与辐射发射骚扰（注：图2.62中的 A 点即为等效电路图2.63中的A点）。
图2.61 图2.60的等效电路图
图2.62 变压器屏蔽层接地在原理图中的位置
图2.63 图2.62的等效电路图
【处理措施】
开关电源变压器初级的共模噪声向次级噪声传递是开关电源产品EMI问题的一个主要原因，为截断这种传递的路径，需要在绕制变压器时，在初级与次级之间加上屏蔽层，并接至直流地上或直流的高压端。小成本将带来大的收获。
为了保证发挥屏蔽层良好的隔离作用，屏蔽层与直流地或直流的高压端连接要保证“零阻抗”，这是屏蔽效果好坏的关键。实践证明，具有长宽比小于5，且没有任何缝隙，通孔的单一金属导体具有极低的阻抗。
【思考与启示】
（1）在变压器中采用屏蔽技术，可以有效地抑制开关电源中共模噪声向后一级电路传输。这种屏蔽并非一般意义上的电磁屏蔽，而是一种静电屏蔽，屏蔽层要求接地（或接0V，或接另一极）；电磁屏蔽用的导体原则上可以不接地，但对于静电屏蔽来说，不接地的屏蔽导体会产生所谓“负静电屏蔽”效应。
（2）类似这种屏蔽技术在开关电源中还有一种应用，如功率开关管和输出二极管通常有较大的功率损耗，为了散热往往需要安装散热器或直接安装在电源底板上。器件安装时需要导热性能好的绝缘片进行绝缘，这就使器件与底板和散热器之间产生了分布电容，即图2.59中的C P ，开关电源的底板是交流电源的地线，因而通过器件与底板之间的分布电容将电磁骚扰耦合到交流输入端产生共模干扰，解决这个问题的办法是在两层绝缘片之间夹一层屏蔽片，并把屏蔽片接到直流地上，割断RF骚扰向输入电网传播的途径。
2.2.10 案例10：金属外壳接触不良与系统复位
【现象描述】
在对某产品进行静电放电抗扰度试验时，当对某接口PCB（纯模拟电路）中的DB连接器外壳进行静电放电（-4 kV接触放电）时，与该PCB相连（通过母板）的PCB出现复位现象。后检查该板的DB连接器，发现DB连接器的外壳没有与金属面板形成良好的连接，用导电胶将DB连接器外壳与金属面板连接后，再进行测试（-6 kV接触放电），工作一切正常。
【原因分析】
静电放电是一种高能量，宽频谱的电磁骚扰。它主要通过两种途径来干扰被测设备：一种是直接能量，主要是瞬间接触的大电流造成内部电路的误动作或损坏；另一种是空间耦合。由于ESD的前沿时间很短，约0.7 ns，其频谱范围可以达到数百兆赫，稍微长一点的导线都可能形成有效的耦合。
在试验中，仔细检查发现，PCB 的金属面板与DB 连接器外壳之间的接触并不是很良好，DB连接器外壳没有与金属面板做固定的电连接，两者之间明显有很大的缝隙，用电路的眼光去看该缝隙就是一个阻抗，所以在阻抗存在的情况下，在外壳上的静电放电电流（如图2.64中虚线B所示）就会在阻抗上产生较高的压降ΔU，如图2.64所示。
图2.64 ESD分析原理示意图1
由于DB连接器外壳及机壳与内部电路的地平面、信号线之间都存在分布电容，其中与PCB中地平面之间的分布电容最大，如图2.64中C P 所示，该分布电容在静电放电高频干扰的情况下是不容忽略的。在ΔU存在的情况下，必然导致一部分静电放电电流经分布电容C P 流向地平面，最后流向大地，如图2.64中虚线A所示（注：本产品电路工作地与外壳地在某处相连，其实即使不连，也会通过分布电容流向大地，所以采用断开电路工作地与外壳地的方式来解决此问题是不可行的）。
实际上，工作地平面也并不是很完整（完整的、无过孔的地平面阻抗可以认为是3 MΩ），存在一定的阻抗，如存在过孔、过孔造成的缝隙等，如图2.65所示。当电流流经工作地平面时，由于阻抗的存在，就会出现压降ΔU 1 ，就是这个ΔU 1 造成了对电路的干扰（更详细的分析可以参考案例60）。
图2.65 ESD分析原理示意图2
还有一点值得注意，图2.64中ΔU的存在也给辐射的产生提供了可能，通过空间直接影响内部信号线。
通过以上分析，对于本案例表面上也可以这样理解：干扰信号很难较快地泄放，这时就通过DB连接器外壳耦合到该PCB的电路上，由于该PCB由一些变压器和一些模拟器件构成，所以在测试时不存在复位死机等现象，而与其相近（连接在同一背板上）的数字电路板，当耦合到静电放电引起的干扰时，出现以上所描述的异常现象。用导电胶将DB连接器外壳与金属面板连接后，一方面由于静电干扰信号有就近泄放的特点，在静电放电时，静电干扰很快通过机柜被泄放到大地上，静电干扰根本没有机会进入PCB内部；另一方面用导电铜胶带直接将DB连接器外壳与该板的金属面板连接后，使机柜有了更好的屏蔽效果，在静电泄放过程中产生的电磁场被屏蔽在机柜外部，从而保护了PCB，使得PCB保持正常的工作状态。
【处理措施】
为了保证DB连接器与金属面板良好的电气连接，将DB连接器通过螺钉固定在金属面板上面，使DB连接器与金属面板紧密连接，则DB连接器外壳与该板金属面板两者之间具有良好的电连续性。这样不仅能提高整机的屏蔽效能，还能使静电骚扰电流通过金属面板及机框很快地泄放掉，问题得到了解决。
【思考与启示】
防止静电干扰直接耦合进PCB的一个有效方法是将静电干扰信号用接地金属体直接导引至地。因此在放电点与接地点之间若不是导电整体（通过机械连接）的情况下，就要特别注意其连接处的电连续性。
2.2.11 案例11：静电放电与螺钉
【现象描述】
在对某型号的路由器进行ESD测试的过程中，发现仅对路由器施加±4 kV的静电放电干扰就会使路由器死机。仔细检查该设备就发现了问题的所在，路由器的WAN口上的螺钉没有上，而且机壳内部部分地方有绝缘漆，这使得机壳间不能保持较好的电连续性，进而造成路由器对ESD干扰敏感。
【原因分析】
静电放电时，通常通过以下4种方式影响电子设备：
（1）初始的电场能容性耦合到表面积较大的网络上，并在离ESD电弧100mm处产生高达数千伏每米的高电场。
（2）电弧注入的电荷、电流可以产生以下的损坏和故障：① 穿透元器件的内部薄绝缘层，损毁MOSFET和CMOS的元器件栅极；② CMOS器件中的触发器锁死；③ 短路反偏的PN结；④ 短路正向偏置的PN结；⑤ 熔化有源器件内部的焊接线或铝线。
（3）电流会导致导体上产生电压脉冲（U=Ldi/dt），这些导体可能是电源、地或信号线，这些电压脉冲将进入与这些网络相连的每一个元器件。
（4）电弧会产生一个频率范围在1～500 MHz的强磁场，并感性耦合到邻近的每个布线环路中，在离ESD电弧100mm远处的地方产生高达数十安每米的磁场。电弧辐射的电磁场会耦合到长的信号线上，这些信号线起到了接收天线的作用。
对于本案例出现问题的解释，完全可以参考案例10，只是这里出现的是螺钉而非DB连接器。
【处理措施】
去除绝缘漆，使静电泄放通道保持良好的电连续性。实践证明，具有长宽比小于5，且没有任何缝隙、通孔的单一金属导体具有良好的电连续性。
【思考与启示】
（1）接地导体的电连续性设计对提高系统的抗ESD能力极为重要。
（2）ESD定位中，在金属搭接点测试中出现问题，首先要检查搭接是否良好。
（3）喷漆导致电连续性不好是结构设计、工艺处理中 EMC 的常见问题。从这方面来讲，产品良好的 EMC特性，不仅是设计出来的，还包括工艺、生产、流程等。
2.2.12 案例12：怎样接地才有利于EMC
【现象描述】
某产品的结构如图2.66所示。
在进行电源端口±2 kV、信号端口± 1 kV的电快速瞬变脉冲群（EFT/B）测试时发现，当 P 1 、P 2 、P 3 同时接地时，测试均不能通过；当只有P 1 接地时，电源口的EFT/B测试可以通过，信号电缆1与信号电缆2测试均不能通过；当P 1 、P 2 接地、P 3 不接地时，电源口与信号电缆1（屏蔽电缆）的EFT/B测试可以通过，但是信号电缆2（屏蔽电缆）的EFT/B测试不能通过；当P 1 、P 3 接地、P 2 不接地时，电源口与信号电缆2的EFT/B测试可以通过，但是信号电缆3的EFT/B测试不能通过；当P 1 、P 2 、P 3 都接地时，所有端口的EFT/B测试不能通过。
图2.66 产品大致结构图
从以上结果看，没有一种接地方式可以让产品所有端口的EFT/B测试通过。
【原因分析】
要分析原因，先大致看看EFT/B信号干扰测试的特点与实质。EFT/B（电快速瞬变脉冲群），由电路中的感性负载断开时产生。其特点是不是单个脉冲，而是一连串的脉冲，图1.12所示的是电快速瞬变脉冲群波形，而且其单个脉冲波形前沿t r 可达5 ns，半宽T可达50 ns，这就注定了脉冲群干扰具有极其丰富的谐波成分。幅度较大的谐波频率至少可以达到1/πt r ，即可以达到约60 MHz，电源线、EUT、信号线与参考接地板之间均有寄生电容存在。这些寄生电容的存在给EFT/B干扰提供了高频的注入路径。因此，试验时EFT/B干扰电流会以共模的形式通过各种寄生电容注入到电路的各个部位，如图2.67所示，对电路产生较大的影响。
图2.67 EFT/B干扰影响设备电路
一连串的脉冲可以在电路的输入端产生累计效应，使干扰电平的幅度最终超过电路的噪声门限。从这个机理上看，脉冲串的周期越短，对电路的影响越大。当脉冲串中的每个脉冲相距很近时，电路的输入电容没有足够的时间放电，就又开始新的充电，容易达到较高的电平。当这个电平足以影响电路正常工作时，系统就表现出受到干扰。
实际上在EFT/B试验中，整个试验的原理图如图2.68所示。
图2.68中，EFT为干扰源，测试时，干扰源分别施加在DC电源口、signal cable1上与signal cable2上；C 1 、C 2 是EUT电源输入口的Y电容；C 3 、C 4 是信号电缆对参考地的分布电容；P 1 、P 2 、P 3 分别是三个可以接地的接地点；顶层 PCB与底层PCB分别是这个EUT中的放置在上面的PCB和放置在下面的PCB，两板信号之间通过排针互连。Z 1 ～Z n 表示信号排针的阻抗；Z g1 表示地排针的阻抗；Z g2 表示P 2 、P 3 之间互连PCB印制布线的阻抗。
图2.68 试验原理图
EFT/B干扰造成设备失效的机理是利用干扰信号对设备线路结电容的充电，在上面的能量积累到一定程度之后，就可能引起线路（乃至系统）出错。这个结电容充电的过程也就是EFT/B干扰的共模电流流过EUT的过程，流过EUT的共模电流的大小和时间直接决定了EFT/B试验结果。
图2.68中的箭头线表示试验时共模电流的流向，由此可见，在EFT/B的干扰源的远端接地会促进EFT/B共模电流流过EUT内部电路，当共模电流流过内部电路时，电流流经的阻抗是决定干扰影响度的关键。如果阻抗较大，则会有较大的压降产生，即EUT会受到较大的干扰；如果阻抗较小则反之。在本产品中，上、下板之间通过排针互连显然高频下阻抗较大（一般一个PCB上的接插件，有520 μH的分布电感；一个双列直插的24引脚集成电路插座，引入4～18 μH的分布电感）。三个接地点之间也只是通过较窄的PCB布线互连，阻抗也较大。从这方面来说，该EUT一方面需要单点接地来减小共模电流流过EUT内部电路。另一方面，从阻抗分析及试验现象上看，三个接地点之间存在区别，或者说三个接地点之间存在较大的阻抗，这样一来需要通过一定的方法来降低三个接地点之间的阻抗，以使共模电流流过时，压降较小，这对试验成功也非常有利。
关于地线的阻抗问题再做以下补充说明：
谈到因地线阻抗引起的地线上各点之间的电位差能够造成电路的误动作，许多人觉得不可思议。用欧姆表测量地线的电阻时，地线的电阻往往在毫欧姆级，电流流过这么小的电阻时怎么会产生这么大的电压降，导致电路工作的异常。
要搞清这个问题，首先要区分开导线的电阻与阻抗两个不同的概念。电阻指的是在直流状态下导线对电流呈现的阻抗，而阻抗指的是交流状态下导线对电流的阻抗，这个阻抗主要是由导线的电感引起的。任何导线都有电感，当频率较高时，导线的阻抗远大于直流电阻，表2-2给出的数据说明了这个问题。在实际电路中，干扰的信号往往是脉冲信号，脉冲信号包含丰富的高频成分，因此会在地线上产生较大的电压。对于数字电路而言，干扰的频率是很高的，因此地线阻抗对数字电路的影响是十分可观的。
表2-2 导线的阻抗Ω
注：D为导线直径；L为导线长度。
如果将10Hz时的阻抗近似认为是直流电阻，可以看出当频率达到10 MHz时，对于1 m长的线，它的阻抗是直流电阻的1000倍至10万倍。因此对于射频电流，当电流流过地线时，电压降是很大的。
从表2-2还可以看出，增加导线的直径对于减小直流电阻是十分有效的，但对于减小交流阻抗的作用很有限。而在EMC中，人们最关心的是交流阻抗。为了减小交流阻抗，常常采用平面的方式，就像PCB中设置完整的地平面或电源平面那样，而且尽量减少过孔、缝隙等，当然也可以用金属结构件来作为不完整地平面的补充，以降低地平面阻抗。一般可以认为完整的、无过孔的地平面上任何两点间在100 MHz的频率时，阻抗可以认为是3 mΩ，在这种地平面下，对于TTL电路至少可以承受600 A的脉冲电流（即600 A电流流过是产生1.8 V的压降），而电快速瞬变的最大电流在4 kV以下也只有80 A（受电快速瞬变脉冲群发生器50 Ω内阻的限制）。在实际应用中，地平面往往会出现过孔或由过孔造成的缝隙、开槽，如图2.69所示。
图2.69 地平面出现槽的实例
每1 cm 长的缝隙就会造成10 nH 电感，那么当有80 A电流流过时就会产生压降：
式中，L为缝隙造成的电感，这里假设1 cm长的缝隙就会造成10 nH; dI为快速瞬变脉冲造成的电流，这里假设最大80 A; dt为快速瞬变脉冲造成的电流的上升沿时间，这里取5 ns。
160 V显然对TTL电路来说是个非常危险的电压，此时必须通过接地、滤波、金属平面等方式来解决电快速瞬变干扰问题。可见，具有完整的地平面对提高抗干扰能力的重要性，尤其对于不接地的设备来讲，完整的地平面显得更为重要。
【处理措施】
从以上的分析可以得出以下主要解决方式：
（1）将多个接地点改成单个接地点，即图2.68中的P 2 、P 3 仅接电缆的屏蔽层，取消试验并在实际使用时接参考地的接地线，仅保留P 1 用来试验和实际使用时接地。
（2）用一块金属片将P 1 、P 2 、P 3 连接在一起，而且保证P 1 、P 2 、P 3 的任何两点间的长宽比小于3，即保证很低的阻抗。
经过以上两点改进后，再进行试验，测试通过。电源端口通过±2 kV测试，信号端口通过±1 kV测试。
【思考与启示】
（1）在高频的EMC范畴中，多点接地时的各个接地点之间的等电位连接对EMC非常重要，确认等电位连接的可靠方式是确认任何两点间的导体连接部分长宽比小于5（长宽比小于3将取得更好的效果）。
（2）相对于EFT/B干扰源的远端接地对EUT的抗干扰能力是不利的，这样必然促进干扰的共模电流流过电路的地平面。
（3）接地平面的完整不但对EMS有很重要的作用，同样对EMI也很重要。
（4）有关接地系统所关心的重要领域包括：
●通过对高频元件的仔细布局，减小电流环路的面积或使其极小化。
●对PCB或系统分区时，使高带宽的噪声电路与低频电路分开。
●设计PCB或系统时，使干扰电流不通过公共的接地回路影响其他电路。
●仔细选择接地点以使环路电流、接地阻抗及电路的转移阻抗最小。
●把通过接地系统的电流考虑为注入或从电路中流出的噪声。
●把非常敏感（低噪声容限）的电路连接到一稳定的接地参考源上，敏感电路所在区域的地平面阻抗最小。
2.2.13 案例13：散热器形状影响电源端口传导发射
【现象描述】
某充电器在电源端口的传导骚扰测试结果如图2.70所示。
图2.70 传导发射测试结果
可见，该充电器的电源端口不能达到EN55022标准中规定的CLASS B 限值的要求。
【原因分析】
前面的章节中已经对开关电源的EMC 实质有所描述，即对开关电源来说，开关电路（主要由开关管和高频变压器组成）产生的电磁骚扰是开关电源的主要骚扰源之一。开关电路产生的是脉冲信号，这种脉冲骚扰产生的主要原因是开关管负载为高频变压器初级线圈，是感性负载。在开关管导通瞬间，初级线圈产生很大的涌流，并在初级线圈的两端出现较高的浪涌尖峰电压；在开关管断开瞬间，由于初级线圈的漏磁通，致使一部分能量没有从初级线圈传输到次级线圈，储藏在电感中的这部分能量将和集电极电路中的电容、电阻形成带有尖峰的衰减振荡，叠加在关断电压上，形成关断电压尖峰。这种电源电压中断会产生与初级线圈接通时一样的磁化冲击电流瞬变，这个噪声会传导到输入/输出端，形成传导骚扰，重者有可能击穿开关管。
为便于分析，在本案例中，把这种脉冲信号适当简化，用图2.71所示的脉冲信号表示，脉冲信号的基频为150kHz，并且图2.71也示出了该周期脉冲信号的频谱包络曲线。如果根据傅里叶级数展开的方法，可用式（2.1）计算出信号所有各次谐波的电平。可见，开关电路产生的脉冲信号是由很多不同频率分量的信号组成的。
图2.71 开关电源产生的脉冲信号及频谱
式中，A n 为脉冲中第n次谐波的电平；F 0 为脉冲信号的基频；U 0 为脉冲的电平；T为脉冲串的周期；t W 为脉冲宽度；t r 为脉冲的上升时间。
虽然开关电源具有各式各样的电路形式，但它们的核心部分都是一个高电压、大电流的受控脉冲信号源。假定某PWM开关电源脉冲信号的主要参数为：U o =500 V, T=2×10 -5 s, t W =10 -5 s, t r =0.4×10 -6 s，则其谐波电平如图2.72所示。
图2.72中开关电源内脉冲信号产生的谐波电平，对于其他电子设备来说就是EMI信号，这些谐波电平可以从对电源线的传导骚扰（频率范围为0.15～30 MHz）和辐射发射（频率范围为30～1000 MHz）的测量中反映出来。在图中，基波电平约160 dBμV, 500 MHz对应的电平约30 dBμV，所以，要把开关电源的 EMI电平都控制在标准规定的限值内，是有一定难度的。
图2.72 开关电源的谐波电平
既然开关电路是开关电源的核心，而且它产生的dU/dt具有较大辐度的脉冲，频带较宽且谐波丰富。这是很难改变的事实，但是它的传输路径是可控的。所以，对于开关电源来说，控制骚扰的传输路径也是开关电源EMC设计的一个重要部分。
功率开关管是开关电源中形成前面所述脉冲信号的关键器件，它通常有较大的功率损耗，为了散热往往需要安装散热器并与开关管的漏极（集电极）相连（即使不直接相连也会通过分布电容耦合），在这种情况下，散热器也成为了开关电源核心骚扰源中的一部分，图2.73举例说明了散热器对EMI的影响。散热器面积较大的特点，使散热器表面很容易与其他相对应的PCB印制线、器件、电源线、地平面等形成较大的寄生电容，而成为传导骚扰的“祸源”。在EMC考虑的频率范围内，千万不要小看这些很小的寄生电容，以图2.73（a）所示的情况为例，若C S1 =0.1 pF（很小的一个电容值）, U S1 =300 V；当频率为150kHz时，LISN测试到的传导骚扰电压为1400 μV，这一值已经远远超过了标准EN55022中规定的CLASS B的限值要求了（150kHz时为630 μV）。再以图2.73（b）所示的情况为例，若C S2 =0.1 pF, U S2 =300 V；当频率为150kHz时，LISN测试到的传导骚扰电压为700 μV，这一值也超过了标准EN55022中规定的CLASS B的限值要求了。
图2.73 散热器引起的耦合
∗ 注：平面间耦合电容C S 可以估算如下：
C i （固有电容，单位为pF）=35·D（平面对角线长度，单位为m）
C p （平面电容，单位为pF）=9·S（m 2 ）/H（两个平面之间的距离，单位为m）
例：两块金属板面积均为10 cm×20 cm，则D=0.22 m;S=0.02 m 2 ；
其间距离H=10 cm；
得到，C i =35×0.22=7.7 pF; C p =9×0.02/0.1=1.8 pF
平面间耦合电容C S =9.5 pF
在开关电源的设计中，为了防止散热器成为悬空的金属片，避免形成不必要的耦合或成为单极发射天线，同时将噪声旁路在较小的低阻抗环路中，所以一般开关电源设计中需要将散热片进行接地或接0V处理。
在本案例所述的充电器中，散热器虽然已经进行了接0V处理，但是发现散热器的形状较大，并延伸到电源输入口，如图2.74所示，其中右边浅色部分为散热器金属片覆盖到的地方。
图2.74 开关电源器件布局图
可见，电源输入电路上的滤波器件共模电感L X 、滤波电容等，均与散热片有较近的距离，因此寄生电容较大，或者说耦合较大。图2.75是散热片与电源输入电路之间的寄生电容噪声耦合原理图。
由图2.75可知，骚扰源通过散热器与前极电路的容性耦合，直接跨过了一些本来应该起作用的滤波器件，使得滤波器件电感、电容等失去了本来应该有的作用，因此测试结果较差。
图2.75 噪声耦合原理图
【处理措施】
通过以上分析，将散热器的形状做了适当修改，以切断干扰源与前级电路的容性耦合途径，修改安装后的俯视图如图2.76所示。
图2.76 修改安装后的俯视图
此次安装的散热片并没有与共模电感L X 、电容C 2 等滤波器件形成较大的容性耦合。修改后，再进行测试，修改后的传导发射测试频谱图如图2.77所示。
图2.77 修改后的传导发射测试频谱图
图2.77 修改后的传导发射测试频谱图（续）
由图2.77中的曲线和测试数据可知，测试通过。
【思考与启示】
散热片虽然不是电子器件，本身不会产生信号或干扰，但是它往往会成为传播信号或干扰的收发器，特别是在开关电源的设计中，散热片的设计对EMC测试结果会产生很大的影响，合理设计散热片形状与安装方法，也是开关电源设计工程师需要考虑的。
2.2.14 案例14：金属外壳屏蔽反而导致EMI测试失败
【现象描述】
如图2.78所示的一个采用金属外壳“屏蔽”的AC/DC电源产品（“屏蔽”外壳上盖板没有在图中示出，“屏蔽”外壳上盖板与下盖板通过螺钉接触良好，螺钉之间间距为5 cm）在进行辐射发射测试时发现不能通过，测试中还发现，将电源的金属“屏蔽”外壳去除后，测试反而能通过。采用金属“屏蔽”外壳时的辐射发射测试结果频谱图和不采用金属“屏蔽”外壳时的辐射发射测试结果频谱图分别如图2.79和图2.80所示。从图2.79和图2.80测试数据和曲线可以看出，两者的测试结果相差较大。采用金属“屏蔽”外壳时的辐射发射水平远高于不用金属外壳时的辐射发射水平，这似乎与电磁场屏蔽理论相违背。
图2.78 一个采用金属外壳“屏蔽”的AC/DC电源产品实图
图2.79 采用金属“屏蔽”外壳时的辐射发射测试结果频谱图
图2.80 不采用金属“屏蔽”外壳时的辐射发射测试结果频谱图
【原因分析】
屏蔽是对两个空间区域之间进行金属的隔离，以控制电场、磁场和电磁波由一个区域对另一个区域的感应和辐射。具体来讲，就是用屏蔽体将元部件、电路、组合件、电缆或整个系统的干扰源包围起来，防止干扰电磁场向外扩散；用屏蔽体将接收电路、设备或系统包围起来，防止它们受到外界电磁场的影响。因为屏蔽体对来自导线、电缆、元部件、电路或系统等外部的干扰电磁波和内部电磁波均起着吸收能量（涡流损耗）、反射能量（电磁波在屏蔽体上的界面反射）和抵消能量（电磁感应在屏蔽层上产生反向电磁场，可抵消部分干扰电磁波）的作用，所以屏蔽体具有减弱辐射发射骚扰的功能。
实际上，屏蔽按机理可分为磁场屏蔽、电磁场屏蔽和电场屏蔽。
电路的周围，磁场产生于大电流、小电压的电路信号，磁场的传播可以看成电路之间的互感而导致的耦合，磁场屏蔽主要是依靠高导磁材料所具有的低磁阻，对磁通起着分路的作用，使得屏蔽体内部的磁场大为减弱。屏蔽体设计中一般需要选用高导磁材料，如坡莫合金；增加屏蔽体的厚度；被屏蔽的物体不要安排在紧靠屏蔽体的位置上，以尽量减小通过被屏蔽物体体内的磁通；注意屏蔽体的结构设计，凡接缝、通风孔等均可能增加屏蔽体的磁阻，从而降低屏蔽效果。
电磁场是电场与磁场交替进行传播的电磁波，电磁场屏蔽是利用屏蔽体阻止电磁场在空间传播的一种措施。当电磁波到达屏蔽体表面时，由于空气与金属的交界面上阻抗不连续，对入射波产生了反射。这种反射不要求屏蔽材料必须有一定的厚度，只要求交界面上阻抗的不连续；未被表面反射掉而进入屏蔽体的能量，在屏蔽体内向前传播的过程中，被屏蔽材料所衰减。也就是所谓的吸收；在屏蔽体内尚未衰减掉的剩余能量，传到材料的另一表面时，遇到金属-空气阻抗不连续的交界面，会形成再次反射，并重新返回屏蔽体内；在两个金属的交界面上可能有多次反射出现。
电路周围的电场产生于小电流、大电压的电路信号，它可以看成寄生电容形成的耦合，电场屏蔽就是改变原来的耦合关系，使原来的电场不能到达另一端。
从以上屏蔽原理来看，本案例产品所需的屏蔽是电场屏蔽或电磁场屏蔽（因为辐射发射测试是电场），这样，似乎本案例的电源屏蔽设计并没有出现问题，屏蔽壳体已经将PCB及PCB上的所有电路都封闭在金属屏蔽壳之内。但是，设计者忽略了一点：本案例产品在电波暗室里所测到的电磁辐射，其等效辐射发射天线并非是产品中的某个器件或PCB上的某根印制线，而是该电源的输入/输出电缆（如大于1m），因为只有电缆长度才能与所辐射频率的波长比拟，电缆才是直接产生辐射的“天线”，实践和理论都表明，只要这种电缆上在辐射发射测试的频率范围内流动着十几微安的共模电流时，该电缆的辐射发射就会超过标准规定的辐射限值。本案例中屏蔽外壳没有出现设计者意想中的效果，说明这个屏蔽外壳的增加并没有减小输入/输出电缆上流动的共模电流。去除“屏蔽”外壳后辐射发射测试可以通过，说明屏蔽外壳的增加，不但没有减小输入/输出电缆上流动的共模电流，而且还增加了输入/输出电缆上流动的共模电流。
可见，要通过屏蔽来降低该电源产品的辐射发射，可以采用下述两种方法。
方法一：用金属屏蔽壳和屏蔽电缆将PCB 和所有输入/输出电缆屏蔽起来，同时屏蔽电缆屏蔽层，和PCB的屏蔽外壳良好塔接。
方法二：借助PCB上的屏蔽外壳，通过合理连接降低输入/输出电缆上流动的共模电流，最终降低电缆所产生的辐射发射。
显然方法一是不可行的，对于电源产品，其输入/输出电缆一般不采用屏蔽电缆。因此，只能采用方法二，即借助于PCB上的屏蔽外壳，通过合理连接降低输入/输出电缆上流动的共模电流，最终降低电缆所产生的辐射发射。这其实也是一种电场屏蔽的方式，即将PCB内部产生的电场屏蔽在金属外壳之内。如果电场耦合到参考接地板或输入/输出电缆就意味着屏蔽设计的失败。
由前面分析可知，小型开关电源形成辐射发射的等效发射天线是电源的输入/输出电缆，而导致电缆辐射的原因是因为电缆上存在共模电流。这种共模电流主要是由两种原因造成的。第一种共模电流是由于开关电源的初级du/dt电路与参考接地板之间的容性耦合造成的，即如图2.81所示的I 1 ；第二种共模电流是由于开关电源的初级du/dt电路与次级电路、次级电路与参考接地板之间的容性耦合造成的，即图2.81所示的I 2 。如果没有额外的路径，这两种共模电流流入参考接地板之后，将流回开关电源的输入电缆。
图2.81 开关电源输入电缆上共模电流产生的原理图
如果存在共模滤波电容，这两种共模电流将被滤波电路中的共模滤波C Y1 、C Y2 电容在共模电流流入开关电源输入电缆之前旁路或分流（如图2.82所示），从而可以减小流入开关电源输入电缆的共模电流I cable （电源输入端存在共模电感时，共模电流I cable 将被进一步减小），最终降低辐射发射。
图2.82 共模滤波电容旁路共模电流流入电缆
由此可见，当开关电源采用金属屏蔽外壳时，由于开关电源的du/dt源与金属屏蔽外壳之间总是要先于参考接地板产生容性耦合，因此，只要开关电源中的电路与金属外壳连接得当，就可以防止（如图2.82所示）共模电流I 1 、I 2 流入参考接地板，并防止共模电流流入开关电源的输入电缆，从而降低辐射发射。图2.83所示的是金属外壳防止共模电流流入参考接地板的原理示意图。
图2.83 金属外壳防止共模电流流入参考接地板的原理示意图
再来看看图2.84所示的情况，在金属屏蔽外壳与开关电源的PCB之间无任何连接的情况下，流入开关电源输入电缆的共模电流并没有减小。
图2.84 金属外壳并没有减小流入电缆的共模电流
不仅如此，再仔细分析一下图2.84所示的情况，金属屏蔽外壳的增加，还使开关电源内部电路噪声的耦合关系发生了什么变化。以开关电源 PCB 中开关信号所在点（高dU/dt）与开关电源输入电源线之间的耦合关系为例，在无金属屏蔽外壳时，其间耦合关系原理如图2.85所示，在这种情况下，只要 PCB 布局布线合理，图2.85中开关电源PCB中开关信号所在点与开关电源输入电源线之间的寄生电容C S1 , C S2 均比较小（一般在零点几皮法）；而当存在金属外壳时，由于金属板的存在，使开关电源PCB中开关信号所在点（高dU/dt）与开关电源输入电源线之间的寄生电容等于图2.86C′ S1 与 C′ S2 的串联。由于开关电源PCB中开关信号所在点（高dU/dt）与开关电源输入电源线到金属板的距离（几厘米）要比到参考接地板的距离（约1 m）近很多，使得C′ S1 、C′ S2 要远远大于C S1 、C S2 。即开关电源PCB中开关信号所在点（高dU/dt）与开关电源输入电源线之间的耦合大大加重，流入电源输入线的共模电流大大增加，辐射也大大增加。这就是本案例中出现金属屏蔽外壳反而导致辐射发射测试失败的原因。当金属外壳与PCB中的0 V相连后，虽然图2.86所示的寄生电容C′ S1 、C′ S2 依然存在，但是C′ S1 、C′ S2 互连点上的电位为零，导致来自于C′ S1 的共模电流不会继续往C′ S2 流动，从而减小了流向开关电源输入电缆的共模电流，降低了辐射发射。
图2.85 无金属屏蔽外壳时的耦合关系
【处理措施】
经过以上的分析，本案例中金属外壳的存在反而导致辐射发射失败的主要原因是金属外壳没有与PCB中的工作地做任何连接（直接连接或通过电容连接），要充分发挥金属外壳的作用至少应做如下连接：
（1）将电源输入滤波电容C接至金属外壳，位置在C电容附近，C电容置于整流桥后侧，效果将更好，DC/DC开关电源可以将初级的0 V直接与金属外壳相连；
（2）将电源输出的工作地通过C电容直接接至金属外壳，如图2.87所示。
图2.86 有金属屏蔽外壳时的耦合关系
图2.87 开关电源PCB与金属外壳之间的连接
【思考与启示】
金属外壳并不是“保险”的，金属外壳与PCB中工作地之间的连接和连接位置的选择很重要，随意增加金属外壳反而可能恶化产品的EMC性能；
降低电缆辐射发射的目标是降低流过电缆的共模电流，而不是一味的“接地”；
分析共模电流是分析产品EMC的重要手段，产品屏蔽的目的是为了让共模电流不流到电缆或LISN；
产品进行屏蔽设计时，一定要考虑电缆的存在。
2.2.15 案例15：PCB工作地与金属外壳直接相连是否会导致ESD干扰进入电路
【现象描述】
一个车载电子设备，基本构架如图2.88所示，尺寸约为20mm×20mm×10mm。从图2.88中可以看出，该产品采用金属外壳，内部有两块PCB，这两块PCB通过螺柱固定在金属外壳上，其中螺柱与PCB中的电路或工作地之间无任何连接，PCB之间采用排线互连信号，PCB2上还有一个I/O连接器，与其互连的是一电缆束，电缆中有电源信号、输入/输出信号和其他控制信号。
图2.88 产品构架示意图
该产品按照ISO10605标准规定的测试配置进行接触放电测试时，发现测试电压只要高于±2 kV，就会出现系统错误现象。
【原因分析】
该产品在构架设计上存在一个比较明显的EMC缺陷。这个缺陷在哪里，通过对该产品进行ESD干扰路径分析就可以看出。图2.89就是静电放电点在金属外壳上的ESD共模干扰路径分析图，其中有两条ESD共模干扰电流路径，第一条用粗箭头表示（电流I CM1 所在的路径）；第二条用细箭头线表示（电流I CM2 所在的路径）。
图2.89 静电放电点在金属外壳上时，ESD共模干扰路径分析图
图2.89中第二条路径（电流I CM2 所在路径）是经过PCB1、PCB1与PCB2之间的互连排线、PCB及电缆的ESD共模干扰电流。这是一条“非期望”的ESD电流干扰路径。这条路径中的ESD干扰电流越大，就意味着产品受到的干扰就越大。为了帮助理解，可以做如下解释。
图2.90是图2.89的简化等效电路图（分析共模电流干扰路径时，可暂时忽略ESD共模干扰电流路径上引线产生的寄生电感、电阻等参数）。
C P1 是产品金属外壳与PCB1地平面之间的寄生电容（产品金属外壳与PCB1中的元器件、印制线、地平面、电源平面都会产生寄生电容，其中产品金属外壳与地平面、电源平面的寄生电容最大），如10 pF, C P3 是产品电缆线束与参考接地板之间的寄生电容，测试中电缆线束放置在参考接地平面上，并且离参考接地平面25mm，此电容可以估算为60 pF/m （ISO10605标准规定电缆放置要求），本案例中电缆线束为2 m, C P3 可以估算为120 pF。C P4 为产品金属外壳与参考接地板之间的寄生电容，测试中该产品放置在参考接地平面上，之间用相对介电常数小于1.4的绝缘物隔离，绝缘物的高度为25mm，此电容约为30 pF（注：平面间耦合电容估算参考本章案例13）。
图2.90 图2.89的简化等效电路图
C P2 是PCB2与金属外壳之间的寄生电容，在原理图上C P2 与C P4 串联后与C P3 是并联，而且C P2 ≪C P3 ，因此可以忽略不计。这样就可以看出ESD放电点“A”点相对于参考接地平面的电压不等于零（金属外壳良好接参考接地板时，“A”点相对于参考接地平面的电压接近于零），如4 kV接触放电测试时A点瞬态电压为1 kV，于是就造成了共模电流I CM2 :
注：在ESD干扰电流的频率下，电缆L cable 和C P4 造成的等效特性阻抗约为150 Ω要远小于C P1 的容抗。
实际上，对于ESD共模干扰电流I CM2 也可以这样理解：静电放电发生时，由于金属外壳上的放电点与参考接地板之间不可能做到等电位（接地产品会好一些），使得A点的电位不为零，最终导致向PCB1、PCB1与PCB2之间的互连线、PCB2及电缆注入一个ESD干扰共模电流I CM2 。I CM2 主要流经PCB1中的0 V工作地，PCB1与PCB2之间的互连线上的0 V工作地、PCB2中的0 V工作地，以及电缆束上的0 V工作地（因为0 V工作地所在的路径阻抗最小）。这个ESD干扰共模电流Icm 2 ，是由一个相对于参考接地板的共模ESD电压造成的，它还不是直接影响电路工作的电流，因为它是共模电流，而产品内部电路之间传递的是电压信号，而且这种传递的电压信号发生在芯片或电路端口与0V工作地之间，即是差模的电压信号。要使这种共模电流或共模电压影响产品中以差模电压传递的电路信号正常工作，就必须发生转化。图2.91是ESD共模瞬态电流流过互连连接器时的公共阻抗耦合原理。它给出了这种转化的原理，图2.91中U O 是PCB1与PCB2之间传递的正常工作电压信号，当没有ESD共模干扰电流流过互连排线时，U O 正常地从PCB1传递到PCB2。但是，当ESD共模电流流过其中的0 V 地时，由于 PCB1与 PCB2之间的互连线实际存在寄生电感 L（约10 nH/cm）,ESD共模电流就会在其两端感应出电压，这个电压ΔU Z0V = | L 0V ×dI CM2 /dt|。本案例中PCB1与PCB2之间的排线长约10 cm，寄生电感估算为100 nH, ΔU Z0V = | LdI CM2 /dt| =100 nH×4 A/1 ns=400 V。这个电压已经远远超过了电路本身的电压噪声容限。因此，本案例描述的测试现象就发生了。
图2.91 ESD共模瞬态电流流过互连连接器时的公共阻抗耦合原理
但是，图2.89所示的共模干扰电流大小，可以通过构架的设计改变而改变，图2.92给出了一种从构架上的解决方案，这种方案也是最可靠、最有效的解决方案。改变主要是在PCB的0 V工作地与金属外壳的互连关系和互连点、互连方式的选择上。如图2.92所示，如果金属外壳的A点到D点之间具有较好的完整性（如A、D之间的金属平面长宽比小于3，并且之间无任何过孔或开槽，此时100 MHz频率下阻抗小于11 mΩ, 300 MHz频率下阻抗小于20 mΩ），那么就可以使A点（金属外壳与PCB1互连的螺柱安装处）、B点（PCB1螺柱安装处）、C点（PCB2螺柱安装处）、D点（金属外壳与PCB2互连的螺柱安装处）之间保持等电位（ABCD之间的电位差在ESD干扰瞬态电流经过时不会超过400 mV）。这样的结果导致PCB1、PCB1与PCB2之间的互连排线、PCB2之间无ESD共模干扰瞬态电流流过，PCB1、PCB1与PCB2之间的互连排线及PCB2中的电路也不受ESD共模干扰瞬态电流的影响，当然测试也可以很顺利通过。
图2.92 改变PCB与金属外壳连接后的ESD干扰电流路径分析图
对于图2.92所示构架设计的改进，有两点非常重要：
（1）PCB工作地与金属外壳之间互连位置。
（2）PCB工作地与金属外壳之间互连时所形成的搭接阻抗。
对于PCB工作地与金属外壳之间互连位置的选择，请看如图2.93所示的设计，它与图2.92所示的设计相比，仅电缆束附近缺少 PCB2工作地与金属外壳的互连。但此时ESD共模电流将流经整个PCB2, PCB2会受到较大的ESD干扰。
图2.93 电缆束附近的PCB工作地与金属外壳无连接时的ESD干扰电流路径分析图
对于PCB工作地与金属外壳之间互连时所形成的搭接阻抗问题，请看如图2.94所示的PCB2与J金属外壳存在高阻抗连接时的ESD干扰电流路径分析图。在图2.94所示的设计中，由于PCB2中的E点与金属外壳搭接不良，导致剩余在金属外壳上的共模电压继续经过C P4 点或C、D点之间的螺柱，进入PCB2，从而使PCB2受到严重的ESD干扰。可以想象，如果PCB1工作地与PCB2工作地之间的螺柱连接也不良好的情况下，ESD共模干扰电流还会进入PCB1和PCB1与PCB2之间的互连排线，干扰将更为严重。
图2.94 PCB2与J金属外壳存在高阻抗连接时的ESD干扰电流路径分析图
图2.95所示的是一种最简单的PCB工作地与金属外壳互连的情况，在这种情况下，只要AB点之间，E点与金属外壳之间连接良好，阻抗较低，就可以取得明显的EMC性能改善。因为，此时几乎没有ESD共模电流流过PCB1中的工作地、PCB1与PCB2之间的互连排线及PCB2中的工作地，产品中的核心电路没有受到干扰。
可见，PCB工作地与金属外壳之间的互连点的首选在于产品中I/O电缆附近，其他地方增加的PCB工作地与金属外壳之间的互连点一定要使金属外壳与PCB之间的互连排线形式并联。如果这种并联还能取得更小的环路（两个并联支路之间），那么效果将会更好。互连体优先采用具有长宽比小于5的金属件，互连方式优先采用螺钉、焊接、铆接、簧片等“有意”连接。如果因某些原因（如避免低频地环路干扰、安全原因等）不能将PCB的工作地与金属外壳做直接互连时，也可以采用通过电容互连，典型电容值为1～10 nF。
图2.95 最简单的PCB工作地与金属外壳互连
【处理措施】
按以上分析，并按图2.92所示的设计改变产品的构架。
【思考与启示】
PCB中的工作地与金属外壳之间只要互连正确并不会导致外部的干扰进入PCB，相反，由于金属外壳的低阻抗特性，会把本来要流入PCB的干扰旁路在金属外壳上。
PCB工作地与金属外壳互连时，金属外壳在互连点之间的阻抗一定要低于互连点、PCB工作地或者互连排线之间的阻抗。
本节所描述的是一个抗扰度测试的案例，其实不仅是抗扰度问题，对于EMI也是一样。看如下估算实例。
假设图2.89中的PCB1和PCB2都是带有完整地（0 V）平面的多层板，互连排线长为10 cm。则每根线的寄生电感L≈100 nH（按10 cm长度估算，且10 nH/cm），插针中定义成“地”的针数为10个，通过连接器的是一个电压为3.3 V，频率为10 MHz的方波信号，该信号线的特性阻抗为100 Ω。PCB2上的电缆束长度在3 m以上。则：
方波信号在30 MHz处谐波（3次谐波）电压幅度为U: U=0.7 V,
信号在30 MHz谐波处的电流I:
10个地针并联产生的寄生电感L: L≈100 nH /10=10 nH。30 MHz谐波信号回流在地针中产生的共模压降U CM : U CM =L2πFI=10 nH×2×π×30 MHz×7 mA ≈12.4 mV
PCB2上的电缆对地共模特性阻抗Z cable :
PCB2上的电缆在30 MHz频点上的实际共模电流I CM :
可以估算在频率30 MHz处，该产品的辐射发射限值将远远超过EN55025、CISPR25或EN55022标准中规定的辐射发射限制要求（一般要小于0.003 mA）。
采用如图2.92所示的连接后，一方面共模压降U CM 被金属外壳短路；另一方面本来要流入电缆的共模电流也被金属外壳旁路，使辐射发射测试可以顺利通过。
2.2.16 案例16：是地上有干扰吗
【现象描述】
某设备与变频器进行互联，并在设备的安装现场与该设备进行了接地处理，但是在现场应用中，发现只要变频器一工作，该设备就无法正常运行。解决问题过程中还发现，如果将该设备的接地线断开，则该设备就能在变频器工作时维持正常的运行状态。
【原因分析】
设备在接地后出现异常，而在不接地时能正常工作，是一种常见的干扰现象。通常结论是：地上有干扰；地“不干净”；变频器的干扰通过地传递到了其他与其相连或相邻的设备。真是如此吗？
图2.96所示的是设备接地时变频器信号干扰设备干扰电流分析图，图中介绍了这种常见干扰现象的原理。
图2.96 设备接地时变频器信号干扰设备干扰电流分析图
由图2.96可知，当变频器工作时，由于变频器的PWM输出电缆与大地之间存在较大的寄生电容，导致PWM信号电流流入大地，然而这种电流需要返回到变频器的电路内部，于是就沿着与变频器互联设备的接地线、互联设备的电缆与大地之间的寄生电容、设备内部的PCB板，通过设备与变频器之间的互联电缆返回到变频器内部。整个干扰信号的传递路径，设备的PCB处于其中，因此，设备的电流受到了干扰。
设备不接地时变频器信号干扰设备干扰电流分析图如图2.97所示，此时，设备接地线断开后，变频器的干扰电流只能通过变频器互联的设备壳体与大地之间的寄生电容流入设备内部，此时整个回路的阻抗变高，导致干扰电流变小，最终异常消失。
【处理措施】
从以上现象来看，似乎设备就不能接地了，其实不然。这种用断开设备接地来暂时消除干扰的方式，会带来其他EMC问题隐患，如设备遭受静电/放电时，由于设备外壳没有与大地相连，会导致壳体上存在较高的共模电压，最终导致较大的ESD电流流入产品内部。实际上，设备壳体接地并没有错误，错误在于设备内部设计的接地方案存在缺陷。图2.98所示的接地方案将更好地解决本案例中的问题，使设备在各种干扰条件下始终处于正常工作状态。
图2.97 设备不接地时变频器信号干扰设备干扰电流分析图
图2.98 良好的接地方案
【思考与启示】
（1）地线端口干扰降低并非证明地上存在干扰，只能证明此干扰与地有关。
（2）EMC问题是个系统问题，只有分析出干扰传递路径才能看出问题所在，而不是聚焦在那些能改变干扰结果的个别点上。
（3）变频器产品由于将产品内部周期性PWM信号引出产品壳体外部，通常会对其他设备造成较大的干扰并造成EMI测试问题，为降低流入其他设备或变频器产品本身电缆中的干扰电流或EMI电流，变频器的壳体接地变得更为重要。
